基于MSP430F169的程控開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓電源的設(shè)計(jì)

　　本系統(tǒng)以TI MSP430F169為核心，電壓可預(yù)置，步進(jìn)電壓為0.1V，輸出電壓范圍為20V～36V，輸出電流為0～2A。可顯示預(yù)置電壓，實(shí)測(cè)電壓，實(shí)測(cè)電流，實(shí)測(cè)效率。該系統(tǒng)主要由最小單片機(jī)系統(tǒng)，PWM信號(hào)控制芯片TL494，開(kāi)關(guān)電源升壓主回路，片上A/D以及片上D/A組成。系統(tǒng)通過(guò)鍵盤(pán)預(yù)置電壓值送給TL494形成閉環(huán)反饋回路，采樣康銅絲上的電壓間接推算出電流并顯示。本系統(tǒng)具有調(diào)整速度快，精度高，電壓調(diào)整率低，負(fù)載調(diào)整率低，效率高，無(wú)需另加輔助電源板，輸出紋波小等優(yōu)點(diǎn)。

　　一、方案論證與比較

　　1.1 主控CPU的選擇

　　方案一：采用AT89S51單片機(jī)進(jìn)行控制。51單片機(jī)外接A/D和D/A比較簡(jiǎn)單，但是由于51單片機(jī)功能簡(jiǎn)單，對(duì)于這種復(fù)雜的系統(tǒng)來(lái)說(shuō)做起來(lái)比較復(fù)雜。

　　方案二：采用超低功耗單片機(jī)MSP430F169，這是一個(gè)完全集成的混合信號(hào)系統(tǒng)級(jí)MCU芯片。內(nèi)部集成12的A/D和D/A芯片，且這個(gè)單片機(jī)資源非常豐富。采用JTAG方式，可通過(guò)USB口在線下載調(diào)試，使用十分方便，并且低功耗便于整體效率的提高。

　　1.2 DC-DC主回路拓?fù)涞姆桨高x擇

　　DC-DC變換有隔離和非隔離兩種。輸入輸出隔離的方式雖然安全，但是由于隔離變壓器的漏磁和損耗等會(huì)造成效率的降低，隔離變壓器繞制復(fù)雜，所以選擇非隔離方式，具體有以下幾種方案：

　　方案一：BUCK拓?fù)?。?jiàn)圖1，開(kāi)關(guān)管V1受占空比為D的PWM波的控制，交替導(dǎo)通或截止，再經(jīng)L和C濾波器在負(fù)載R上得到穩(wěn)定直流輸出電壓Uo=D*Vd（D≤1），由于輸入電壓為18V，輸出電壓20～36V，故不能滿足要求。

　　方案二：BOOST拓?fù)?。?jiàn)圖2，開(kāi)關(guān)V1導(dǎo)通時(shí)電感儲(chǔ)能，截止時(shí)電感能量輸出。只要電感繞制合理，能達(dá)到要求的輸出電壓30～36V，且輸出電壓Uo呈現(xiàn)連續(xù)平滑的特性。

　　方案三：BUCK-BOOST拓?fù)?。?jiàn)圖3，由于電路屬于升降壓拓?fù)?，控制比較復(fù)雜，由于本題只需升壓，故選擇方案二。

　　1.3 控制方法的方案選擇

　　方案一：采用單片機(jī)產(chǎn)生PWM波，控制開(kāi)關(guān)的導(dǎo)通與截止。根據(jù)片內(nèi)A/D采樣后的反饋電壓程控改變占空比，使輸出電壓穩(wěn)定在設(shè)定值。負(fù)載電流在康銅絲上的取樣經(jīng)片內(nèi)A/D后輸入單片機(jī)，當(dāng)該電壓達(dá)到一定值時(shí)關(guān)閉開(kāi)關(guān)管，形成過(guò)流保護(hù)。該方案主要由軟件實(shí)現(xiàn)，控制算法比較復(fù)雜，速度慢，輸出電壓穩(wěn)定性不好，若想實(shí)現(xiàn)自動(dòng)恢復(fù)，實(shí)現(xiàn)起來(lái)比較復(fù)雜。

　　方案二：采用恒頻脈寬調(diào)制控制器TL494，這個(gè)芯片可推挽或單端輸出，工作頻率為1～300KHz，輸出電壓可達(dá)40V，內(nèi)有5V的電壓基準(zhǔn)，死區(qū)時(shí)間可以調(diào)整，輸出級(jí)的拉灌電流可達(dá)200mA，驅(qū)動(dòng)能力較強(qiáng)。芯片內(nèi)部有兩個(gè)誤差比較器，一個(gè)電壓比較器和一個(gè)電流比較器。電流比較器可用于過(guò)流保護(hù)，電壓比較器可設(shè)置為閉環(huán)控制，調(diào)整速度快。鑒于上面分析，選用方案二。

　　1.4 電流工作模式的方案選擇

　　方案一：電流連續(xù)模式。

　　電流連續(xù)工作狀態(tài)，在下一周期到來(lái)時(shí)，電感中的電流還未減小到零，電容的電流能夠得倒及時(shí)的補(bǔ)充，輸出電流的峰值較小，輸出紋波電壓小。

　　方案二：電流斷續(xù)模式。斷續(xù)模式下，電感能量釋放完時(shí)，下一周期尚未到來(lái)，電容能量得不到及時(shí)補(bǔ)充，二極管的峰值電流非常大，對(duì)開(kāi)關(guān)管和二極管的要求就非常高，二極管的損耗非常大，而且由于電流是斷續(xù)的，輸出電流交流成分比較大，會(huì)增加輸出電容上的損耗。由于對(duì)于相同功率的輸出，斷續(xù)工作模式的峰值電流要高很多，而且輸出直流電壓的紋波也會(huì)增加，損耗大。

　　鑒于上面分析，本設(shè)計(jì)采用方案一。

　　1.5 提高效率的方案選擇

　　影響效率的因素主要包括單片機(jī)及外圍電路功耗，單片機(jī)及外圍電路供電電路的效率和DC-DC變換器的效率。故我們采用了超低超低功耗的MSP430單片機(jī)，采用了高轉(zhuǎn)換效率的芯片對(duì)外圍電路進(jìn)行供電，并且采用低損耗的元器件，和優(yōu)異的控制策略。

　　二、詳細(xì)軟硬件分析

　　2.1 硬件整體框圖設(shè)計(jì)（見(jiàn)圖4）：

　　單片機(jī)通過(guò)鍵盤(pán)控制電壓的步進(jìn)，經(jīng)過(guò)單片機(jī)控制D/A提供一個(gè)參考電壓，與輸出電壓的反饋分壓進(jìn)行比較，在TL494內(nèi)部的電壓誤差放大器產(chǎn)生一個(gè)高或低電平，控制脈寬變化，來(lái)達(dá)到調(diào)整輸出電壓的變化，反復(fù)調(diào)整后使輸出達(dá)到設(shè)定得值為止。參考電壓輸出后電壓的反饋調(diào)節(jié)是由TL494自動(dòng)調(diào)節(jié)的，調(diào)節(jié)速快。

　　2.2 理論分析與參數(shù)計(jì)算

　　2.2.1 主回路器件的選擇及參數(shù)設(shè)計(jì)：

　　2.2.1.1 磁芯和線徑選擇。當(dāng)交變電流通過(guò)導(dǎo)體時(shí)，電流將集中在導(dǎo)體表面流過(guò)，這種現(xiàn)象叫集膚效應(yīng)。電流或電壓以頻率較高的電子在導(dǎo)體中傳導(dǎo)時(shí)，會(huì)聚集于總導(dǎo)體表層，而非平均分布于整個(gè)導(dǎo)體的截面積中。線徑的選擇主要由本系統(tǒng)的開(kāi)關(guān)頻率確定。開(kāi)關(guān)頻率越大，線徑越小，但是所允許經(jīng)過(guò)的電流越小，并且開(kāi)關(guān)損耗增大，效率降低。本系統(tǒng)采用的頻率為44K，查表得知在此頻率下的穿透深度為0.3304mm，直徑應(yīng)為此深度的2倍，即為0.6608mm。選擇的AWG導(dǎo)線規(guī)格為21#，直徑為0.0785cm（含漆皮）。磁芯選擇鐵鎳鉬磁芯，該磁芯具有高的飽和磁通密度，在較大的磁化場(chǎng)下不易飽和，具有較高的導(dǎo)磁率、磁性能穩(wěn)定性好（溫升低，耐大電流、噪聲?。m用在開(kāi)關(guān)電源上。

　　2.2.2 控制電路設(shè)計(jì)與參數(shù)設(shè)計(jì)：

　　控制電路選用TI的TL494來(lái)產(chǎn)生PWM波形，控制開(kāi)關(guān)管的導(dǎo)通，Rt，Ct選擇為102和24K，頻率為，為44KHz。軟啟動(dòng)電路由14腳和4腳接電阻和電容來(lái)實(shí)現(xiàn)，通過(guò)充放電來(lái)實(shí)現(xiàn)。啟動(dòng)時(shí)間為10mS， Ct=10uF，Rt=1K。13號(hào)腳接地，采用單管輸出，進(jìn)一步降芯片內(nèi)部功耗。TL494如下圖。

　　2.2.3 效率的分析：

　　輸出功率計(jì)算公式：η=Po/Pi ，輸入功率計(jì)算公式：Pi=Ui*Ii 。

　　由于題目要求DC/DC變換器（控制器）都只能由Uin端口供電，不能另加輔助電源，所以單片機(jī)及一些外圍電路消耗功耗要盡量的低。為此，在設(shè)計(jì)本系統(tǒng)時(shí)單片機(jī)采用超低功耗單片機(jī)MSP430F169，該系統(tǒng)集成了8路12位A/D和兩路12位D/A.減少了外加A/D和D/A的功耗。提高效率主要是要降低變換器的損耗，變換器的損耗主要有MOSFET導(dǎo)通損耗， MOSFET 開(kāi)關(guān)損耗 MOSFET 驅(qū)動(dòng)損耗，二極管的損耗、輸出電容的損耗，和控制部分的損耗，這些損耗可以通過(guò)降低開(kāi)關(guān)頻率等方法來(lái)降低。各級(jí)損耗主要有：1．導(dǎo)通損耗：；2．開(kāi)關(guān)損耗： ;3．門(mén)級(jí)驅(qū)動(dòng)損耗： ;4．二極管的損耗： ;5．輸出電容的損耗：

　　具體損耗如下：

　　導(dǎo)通損耗和開(kāi)關(guān)損耗，主要是針對(duì)開(kāi)關(guān)管來(lái)說(shuō)，這個(gè)根據(jù)選取IRP540，功耗為0.4W.

　　2.另外一個(gè)主要損耗為二極管損耗，二極管正常導(dǎo)通壓降為0.7V，損耗為Pd=0.7*Ii，門(mén)級(jí)驅(qū)動(dòng)和輸出電容損耗，主要是選取低功耗的器件，和低ESR的電容。

　　2.2.4 保護(hù)電路設(shè)計(jì)與參數(shù)設(shè)計(jì)：

　　康銅電阻的大小選擇：康銅絲主要起兩個(gè)作用，過(guò)流保護(hù)和測(cè)試負(fù)載電流?？点~絲接在整流輸入地和負(fù)載地之間，越小越好，這樣會(huì)使兩個(gè)地之間的電壓很小。但是如果太小由于干擾問(wèn)題會(huì)造成過(guò)流保護(hù)的誤判，并且對(duì)于后級(jí)運(yùn)放的要求比較高，經(jīng)過(guò)實(shí)驗(yàn)，選擇0.1歐姆的電阻效果比較好。由于電阻太小，難以測(cè)量，所以先測(cè)得1歐姆的電阻，然后截取其長(zhǎng)度的十分之一。

　　TL494片內(nèi)有電流誤差放大器?？捎糜谶^(guò)流保護(hù)?？点~電阻上的壓降，與預(yù)先調(diào)好的值進(jìn)行比較。若電流過(guò)大，輸出高電平，阻止PWM信號(hào)產(chǎn)生，開(kāi)關(guān)管處于關(guān)斷狀態(tài)，使輸出電壓降低，形成保護(hù)功能。一旦輸出電壓降低，導(dǎo)致輸出電流降低，檢測(cè)電壓降低，電流誤差放大器就會(huì)輸出低電平，重新產(chǎn)生PWM波形，所以該電路具有自恢復(fù)功能。

　　2.2.5 數(shù)字設(shè)定及顯示電路的設(shè)計(jì)：

　　由于在輸出端采樣時(shí)測(cè)得的反饋電壓為輸出電壓的二十四分之一，即分壓為1.5V時(shí)輸出為36V，分壓為0.834V時(shí)輸出為30V，設(shè)計(jì)中采用了12位D/A轉(zhuǎn)換精度為0.61mV（參考電壓為2.5V），直接輸出給TL494提供參考電壓。此外還設(shè)置了三個(gè)A/D芯片，分別采集輸出電壓，輸出電流，和輸入電流。為了降低功耗，設(shè)計(jì)中采用了128*64，屏幕大，顯示內(nèi)容多，當(dāng)背光不使用時(shí)自動(dòng)關(guān)閉，以降低功耗。

　　2.3 硬件電路設(shè)計(jì)

　　2.3.1 主電路圖如下：

　　開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓電源的設(shè)計(jì)"