一種多單元串聯(lián)大功率逆變電源的控制方法
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1 引 言
自九十年代初以來，多電平逆變器在高電壓、大功率領(lǐng)域得到越來越廣泛的應(yīng)用。多電平變換器有三種基本的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)：二極管嵌位型、飛跨電容型、多單元串聯(lián)型。相比較而言，多單元串聯(lián)型有如下幾個(gè)主要的優(yōu)點(diǎn)：
1) 逆變器結(jié)構(gòu)基于傳統(tǒng)的兩電平逆變器單元，因此主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)非常簡(jiǎn)單。
2) 功率單元采用模塊化結(jié)構(gòu)，因此所有功率單元可以互換，維修非常方便，電路中也不存在大量的嵌位二極管或電壓平衡電容器。
3) 每一個(gè)逆變橋是由相互獨(dú)立的直流電壓源供電，不存在中性點(diǎn)電壓不平衡問題。
本文針對(duì)大功率逆變電源，采用多單元串聯(lián)技術(shù)，把單個(gè)功率單元的二重化控制技術(shù)與水平移相式PWM技術(shù)相結(jié)合，既降低了對(duì)開關(guān)器件電壓等級(jí)的要求，滿足了系統(tǒng)對(duì)輸出電壓及輸出功率的要求，又獲得了比單純多單元串聯(lián)技術(shù)更高的等效開關(guān)頻率，大大降低了開關(guān)損耗，更進(jìn)一步的改善了輸出波形，降低輸出電壓的諧波畸變率，而且，功率單元由電網(wǎng)電壓經(jīng)過副邊多重化的移相變壓器供電，對(duì)電網(wǎng)諧波污染小，輸入功率因數(shù)高，不必采用輸入諧波濾波器和功率因數(shù)補(bǔ)償裝置。
2 多單元串聯(lián)大功率逆變電源控制原理
多單元串聯(lián)三相大功率逆變電源原理框圖如圖1所示，按照對(duì)輸出功率的要求，每相采用三單元串聯(lián)，三相共有九組完全相同的功率單元。每相三個(gè)功率單元的載波之間互差120°，輸出相電壓為7電平，線電壓為12電平。每個(gè)功率單元承受全部的輸出電流，但只提供1/3的相電壓和1/9的輸出功率。與采用高電壓器件直接串聯(lián)的大容量逆變器相比，由于采用整個(gè)功率單元串聯(lián)，器件承受的最高電壓為功率單元的直流母線電壓，可直接使用低壓功率器件，器件不必串聯(lián)，不存在器件串聯(lián)引起的均壓?jiǎn)栴}。功率單元中采用的低壓IGBT功率模塊，驅(qū)動(dòng)電路簡(jiǎn)單，技術(shù)成熟可靠。改變每相功率單元的串聯(lián)個(gè)數(shù)或功率單元的輸出電壓等級(jí)，就可實(shí)現(xiàn)不同電壓等級(jí)的高壓輸出。
圖1 多單元串聯(lián)大功率逆變電源原理框圖
在圖1中，功率單元為三相輸入，單相輸出的交直交PWM電壓源型逆變器結(jié)構(gòu)，圖2給出了功率單元的逆變部分電路。
圖2 功率單元逆變部分電路圖
圖3 二重化PWM控制波形
移相變壓器副邊輸出的三相交流電經(jīng)功率單元的三相二極管整流橋整流后，經(jīng)濾波電容后形成平直的直流電，再經(jīng)由4個(gè)IGBT構(gòu)成的H型單相逆變橋，輸出PWM波。為了提高開關(guān)頻率，但同時(shí)又要考慮降低開關(guān)損耗，對(duì)功率單元實(shí)行二重化PWM控制。圖3為二重化PWM控制波形圖。
在圖3中，Vg1,Vg2,Vg3,Vg4分別為VT1，VT2，VT3，VT4的驅(qū)動(dòng)信號(hào)，它們的導(dǎo)通規(guī)律如圖2所示。UAB為功率單元輸出電壓的波形圖。由圖3可知,在輸出端得到的等高不等寬的脈沖序列的基波分量就是正弦波，而且在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)VT1～VT4僅通斷一次，而輸出電壓為兩個(gè)脈沖,這說明輸出電壓脈沖頻率為開關(guān)管的工作頻率的2倍。此種控制方法提高了等效的載波頻率,使輸出電壓的諧波含量。減少，降低了開關(guān)損耗。
逆變器輸出采用水平移相式PWM技術(shù)，同一相的功率單元輸出相同幅值和相位的基波電壓，但各個(gè)功率單元的載波之間互相錯(cuò)開一定電角度，實(shí)現(xiàn)多電平PWM波輸出，輸出電壓非常接近正弦波。輸出電壓每個(gè)電平臺(tái)階只有單元直流母線電壓大小，所以dV/dt很小。由于采用水平移相式PWM技術(shù)，輸出電壓的等效開關(guān)頻率大大提高，且輸出電平數(shù)增加，因此功率單元采用較低的開關(guān)頻率，以降低開關(guān)損耗，提高效率。波形圖如圖4所示。在圖4中，UA1，UA2，UA3分別為第一功率單元、第二功率單元、第三功率單元的輸出PWM波形，UA1為三單元串聯(lián)后的PWM波形。
圖4 三單元串聯(lián)逆變器PWM波形
3 多單元串聯(lián)大功率逆變電源控制系統(tǒng)的仿真研究
根據(jù)上述所采用的控制方法，同時(shí)考慮到逆變器的三相控制方式完全相同，因此我們對(duì)單相的控制方法，用OrCAD/PSpice仿真軟件進(jìn)行了仿真。圖5為逆變器單相控制系統(tǒng)框圖。
圖5 逆變器單相控制系統(tǒng)框圖
仿真條件如下：采用同步調(diào)制，給定正弦波的頻率為1000Hz，載波比Kc=8，直流母線電壓為310V，死區(qū)時(shí)間設(shè)定約為1us,LC濾波器的參數(shù)為電感L=2.5mh,電容C=500nf,負(fù)載R=100Ω。圖6為逆變電源系統(tǒng)輸出的多電平的PWM波，圖7為逆變電源系統(tǒng)在上述條件下得到的輸出電壓仿真波形,圖8為輸出電壓的頻譜分析圖。
圖6 系統(tǒng)輸出的多電平PWM波(濾波前)圖7 系統(tǒng)輸出電壓仿真波形(濾波后)
從圖6可以看出，對(duì)多單元串聯(lián)的仿真波形與圖4是一致的，從而也驗(yàn)證了理論分析的正確性。
圖8 輸出電壓頻譜圖
由圖7可以看出，經(jīng)過LC濾波后的系統(tǒng)的輸出電壓波形比較好，波形的畸變很小。
從圖8的頻譜圖中我們看到，輸出電壓不含高次諧波，但是含有三次，五次等奇數(shù)次諧波，這些奇數(shù)次諧波的幅值都比較小，其中三次諧波最大。根據(jù)圖中的數(shù)據(jù)可計(jì)算出用來衡量波形特征的一個(gè)指標(biāo)，即總諧波含量THD(除去基波分量外各次諧波的電壓有效值與基波電壓有效值之比)。
總諧波電壓有效值為：6.849V
基波電壓有效值為：524.868V
總諧波含量為：1.305%
4 多單元串聯(lián)大功率逆變電源實(shí)驗(yàn)波形
本文研制的逆變電源設(shè)計(jì)容量為500kVA。按照相同的控制電路和主電路結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)，首先在30kVA的原型機(jī)上進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)研究。實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)電路結(jié)構(gòu)與圖1相同。
以下為該實(shí)驗(yàn)裝置的部分波形。
圖9 額定運(yùn)行時(shí)，A相輸出電壓的階梯波
從圖9中可以看出，實(shí)際輸出的階梯波與理論分析、仿真結(jié)果是一致的。
圖10 輸出頻率為1200Hz時(shí)，輸出電壓UAB的波形
(帶100%阻性負(fù)載，THD=1.337%)
從圖10中可以看出，輸出波形保持良好的正弦度，諧波含量也能夠滿足要求。
5 結(jié) 論
本文詳細(xì)分析了多單元串聯(lián)電路的工作原理，采用二重化與水平移相式PWM技術(shù)相結(jié)合、電壓平均值閉環(huán)的控制方法完成逆變電源的控制，對(duì)此方法進(jìn)行了仿真研究，并在30KVA實(shí)驗(yàn)裝置上進(jìn)行了系統(tǒng)實(shí)驗(yàn)。仿真及硬件實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明：由于采用多單元串聯(lián)技術(shù)，相當(dāng)于提高了等效載波頻率，因此功率單元的開關(guān)頻率較低，開關(guān)損耗大大減少，同時(shí)也能夠滿足對(duì)輸出電壓及功率的要求;由于采用水平移相式PWM技術(shù)，輸出電壓非常接近正弦波，因此系統(tǒng)輸出波形諧波含量較低;由于每個(gè)功率單元采用相互獨(dú)立的直流電壓源供電，因此對(duì)功率器件的電壓等級(jí)要求較低。研究結(jié)果表明多單元串聯(lián)逆變電源在高電壓大功率的場(chǎng)合中應(yīng)用會(huì)越來越廣泛。
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評(píng)論