新穎高效率開關(guān)電源控制器設(shè)計(jì)方案

　　3 片上電流檢測(cè)

　　片上電流檢測(cè)就是把檢測(cè)電感電流的功能集成到控制芯片內(nèi)部，尤其對(duì)于功率集成的控制器來(lái)說(shuō)，其意義就顯得更為重要也較易實(shí)現(xiàn)，且采用片上電流檢測(cè)有利于有效簡(jiǎn)化外圍應(yīng)用電路的設(shè)計(jì)。

　　電流檢測(cè)可以根據(jù)檢測(cè)電路的不同位置分為高邊檢測(cè)和低邊檢測(cè)，對(duì)于Buck 電路來(lái)說(shuō)，若檢測(cè)對(duì)象是流過(guò)功率開關(guān)的電流，多采用高邊檢測(cè)；但若檢測(cè)對(duì)象是流過(guò)同步整流開關(guān)的電流，就需采用低邊檢測(cè)。 以高邊檢測(cè)為例，傳統(tǒng)的檢測(cè)方法是利用一個(gè)小電阻與功率開關(guān)串聯(lián)來(lái)檢測(cè)流過(guò)功率開關(guān)的電流。 但受到工藝的限制，小電阻的阻值精度通常是很低的，且會(huì)占用較多的芯片面積。 尤其在低電壓供電的系統(tǒng)中，檢測(cè)電阻上的損耗和檢測(cè)精度都是嚴(yán)重的問(wèn)題。 因此，本文采用了一種基于電流鏡結(jié)構(gòu)的片上電流檢測(cè)技術(shù)，與傳統(tǒng)的電阻檢測(cè)方法相比，它的精度較高，功率損耗小。

　　電流檢測(cè)電路主要有兩個(gè)功能模塊，一是功率開關(guān)電流檢測(cè)模塊，二是峰值電流箝位模塊。

　　功率開關(guān)電流檢測(cè)的基本電路原理如圖5 所示。 主要采用電流鏡結(jié)構(gòu)，用一個(gè)與功率開關(guān)成一定比例的MOS 管來(lái)鏡像功率開關(guān)的電流。 圖中PM_P 是功率開關(guān)，NM_P 是同步整流開關(guān)。 PMOS 管PM0 和PM_P組成一個(gè)簡(jiǎn)單電流鏡結(jié)構(gòu)。 運(yùn)算放大器CSA 的作用是保持PM0 和PM_P 的V DS電壓相等，它是一個(gè)兩級(jí)折疊式共源共柵結(jié)構(gòu)，具有較大的帶寬和較快的響應(yīng)速度，以達(dá)到較高的檢測(cè)精度和較大的電流檢測(cè)范圍。

　　圖5 　功率開關(guān)電流檢測(cè)模塊

　　PM1 的作用是防止當(dāng)同步整流開關(guān)通時(shí)，CSA + 端短路到地。 如果在功率開關(guān)關(guān)斷的時(shí)候CSA + 短路到地，則每個(gè)周期功率開關(guān)開始打開的時(shí)候，CSA + 需要較長(zhǎng)的恢復(fù)時(shí)間，會(huì)影響檢測(cè)精度。 另一方面，功率開關(guān)導(dǎo)通時(shí)是工作在線性區(qū)，因此PM0 和PM_ P 的V DS電壓差對(duì)電流鏡的鏡像精度影響較大，所以PM1 必須具有較小V DS值，可以適當(dāng)?shù)卦龃笏膶掗L(zhǎng)比。

　　在設(shè)計(jì)中，取PM0 和PM_ P 的寬長(zhǎng)比的比值為1 ∶3000 ，因此流過(guò)PM0 和PM_ P 的電流比值也為1 ∶3000. 可得檢測(cè)電壓V IL 為：

　　其中； IL 為流過(guò)功率開關(guān)的電流，也直接反映了電感電流的信息。

　　峰值電流箝位電路原理如圖6 所示，該電路同時(shí)也是電壓環(huán)和電流環(huán)的結(jié)合點(diǎn)。 圖中V IL 即為（2） 式中定義，V sense和V peak即為圖3 中所定義。

　　當(dāng)變換器工作在重載條件下時(shí)，誤差放大器的輸出較高，NM0 導(dǎo)通，V peak 值就會(huì)受EA 輸出的調(diào)節(jié)。 假設(shè)NM0 導(dǎo)通時(shí)工作在飽和區(qū)，則：

　　其中 INM0為流過(guò)NM0 的電流，隨誤差放大器輸出的變化而變化。 V sense 和V peak 是輸入到后級(jí)電流比較器的信號(hào)。

　　結(jié)合（2） ~ （4） 式，就可以得到電感電流和EA 輸出的關(guān)系式。

　　當(dāng)變換器工作在輕載條件下時(shí)，誤差放大器輸出較低而不足以使得NM0 導(dǎo)通，此時(shí)，V peak 值就不再隨著EA 輸出的變化而調(diào)節(jié)。

　　此時(shí)， （5） 式中INMO可以看作零。

　　根據(jù)（5） 和（7） 式，可以設(shè)計(jì)合適的電路參數(shù)，以保證在應(yīng)用所需的負(fù)載范圍之內(nèi)誤差放大器不會(huì)飽和，同時(shí)可以限制最大的負(fù)載值，且當(dāng)負(fù)載低于一定值時(shí)實(shí)現(xiàn)峰值電流箝位控制。

　　圖6 中的Slop + 和Slop - 兩個(gè)節(jié)點(diǎn)主要用來(lái)加入斜坡電流，當(dāng)變換器工作在重載條件下且占空比大于50 %時(shí)，則實(shí)現(xiàn)斜坡補(bǔ)償?shù)墓δ堋?/P>

　　圖6 　峰值電流箝位模塊

　　4 測(cè)試結(jié)果

　　該變換器芯片在115μm BCD 工藝下設(shè)計(jì)和制造。

　　圖7 為該變換器芯片的顯微照片。 整個(gè)芯片面積為615mm2 ，芯片下部主要是集成的功率開關(guān)和同步整流開關(guān)，面積約為2mm2 ，上部為控制器。

　　測(cè)試中應(yīng)用的Buck 變換器拓?fù)淙鐖D8 示。 設(shè)置工作頻率為1MHz ， 輸入電壓范圍2 ~ 7V ， 輸出電壓115V. 改變分壓電阻的取值可改變輸出電壓，表1 為一組典型應(yīng)用下的分壓電阻取值參考。 電路可承受的負(fù)載范圍為0~500mA ，足以能滿足一般便攜式設(shè)備的應(yīng)用需求。

　　表1 不同輸出電壓下的分壓電阻取值

　　圖9 給出變換器在重載工作條件下的測(cè)試結(jié)果，負(fù)載電流為300mA. 可看到此時(shí)變換器以時(shí)鐘頻率穩(wěn)定工作在PWM 模式，測(cè)得輸出電壓的紋波為516mV. 圖10 是變換器工作在最大負(fù)載500mA 下的測(cè)試結(jié)果，可看到變換器依然以恒定頻率穩(wěn)定地工作在PWM 模式下，輸出電壓紋波為616mV ，滿足了設(shè)計(jì)的負(fù)載范圍要求。

　　圖11 為輕載條件下的測(cè)試結(jié)果， 負(fù)載電流為50mA. 此時(shí)變換器工作在Burst 模式，即以時(shí)鐘頻率連續(xù)工作若干周期之后又連續(xù)關(guān)斷若干周期。 負(fù)載越低，關(guān)斷的時(shí)鐘周期就越多。 此時(shí)測(cè)得輸出電壓紋波為3912mV. 如前述，紋波電壓的大小主要由片內(nèi)Burst 比較器的遲滯窗口所控制。

　　圖11 　Burst 工作模式測(cè)試曲線

　　圖12 所示是負(fù)載跳變時(shí)輸出響應(yīng)的測(cè)試結(jié)果。 測(cè)試中使負(fù)載在50 和300mA 之間跳變，負(fù)載變化速率為800mA/μs. 波形顯示，Burst 工作模式下的輸出電壓平均值比PWM 模式下的高20mV ，這是由于在兩種模式下采用了不同基準(zhǔn)。 在重載跳變到輕載的過(guò)程中，過(guò)沖電壓為32mV ，恢復(fù)時(shí)間為2μs ，較好地實(shí)現(xiàn)了對(duì)于過(guò)沖電壓的抑制，且在兩個(gè)周期內(nèi)就可以完成模式轉(zhuǎn)換達(dá)到穩(wěn)定狀態(tài)，響應(yīng)速度相當(dāng)快。

　　圖12 　負(fù)載跳變測(cè)試曲線

　　以上即為該變換器的穩(wěn)態(tài)和瞬態(tài)測(cè)試結(jié)果。 表2 是測(cè)試結(jié)果與仿真結(jié)果的比較，測(cè)試中不可避免地會(huì)有一些測(cè)試誤差和寄生參數(shù)的影響，但總體上還是符合設(shè)計(jì)指標(biāo)的，即已達(dá)到了預(yù)期的設(shè)計(jì)要求。

　　表2 　測(cè)試結(jié)果與仿真結(jié)果的比較

　　圖13 是變換器效率測(cè)試曲線，可以看到，當(dāng)變換器工作在PWM/ Burst 多模式調(diào)制狀態(tài)時(shí)，由于在