基于載波移相的級聯(lián)多電平并網(wǎng)逆變器研究
英飛凌汽車電子生態(tài)圈
隨著人們對新能源發(fā)電的重視，并網(wǎng)逆變器的研究備受關(guān)注。傳統(tǒng)的全橋逆變器應(yīng)用于高壓大功率場合時，常采用功率器件串并聯(lián)的方式來實現(xiàn)高壓大電流輸出，但該方法要求串并聯(lián)的功率器件同時關(guān)斷和開通，在實際設(shè)計時較難實現(xiàn)。也可采用低壓小功率逆變器通過多重化技術(shù)和升壓變壓器實現(xiàn)高壓大功率輸出，但這樣會導(dǎo)致系統(tǒng)體積大，成本高，可靠性下降，能量傳輸效率下降。采用級聯(lián)多電平技術(shù)能使低壓功率器件應(yīng)用于高壓大功率場合，輸出電壓足夠高，無需升壓變壓器而直接實現(xiàn)高壓大功率輸出。在此將載波移相技術(shù)應(yīng)用于H橋級聯(lián)多電平拓撲結(jié)構(gòu)，與傳統(tǒng)的PWM控制策略相比，能在較低的開關(guān)頻率下實現(xiàn)高的等效開關(guān)頻率，具有諧波特性較好和開關(guān)損耗低的特點，特別適用于多電平大功率場合，具有較廣闊的應(yīng)用前景。
設(shè)計中選用的DSP(TMS320F2812)的獨立定時器個數(shù)不能滿足要求，因此采用DSP和CPLD相結(jié)合的方式，產(chǎn)生12路PWM控制信號，實現(xiàn)單相7電平輸出；整個系統(tǒng)采用電流閉環(huán)PI控制，并用實驗驗證了該系統(tǒng)的可行性。
2 工作原理
整個系統(tǒng)樣機的主電路拓撲結(jié)構(gòu)如圖1所示，主電路由3個H橋級聯(lián)而成。
2．1 主電路拓撲及控制策略
圖2示出并網(wǎng)逆變器的主電路拓撲。各H橋單元均采用相同電壓的直流電壓源、較低開關(guān)頻率的SPWM策略、相同的調(diào)制信號、相同的載波比和調(diào)制比；不同的是每個H橋單元的載波依次錯開一定的角度，因此，逆變器輸出的是一個階梯波，更接近于正弦波，能有效消除輸出諧波。
設(shè)單相逆變器系統(tǒng)主電路由N個H橋單元組成，采用雙極性三角載波移相SPWM控制策略，則一個H橋的輸出電壓表達式為：
由式(1)和式(2)可知，uo的最大諧波集中在2N倍的載波頻率附近，輸出電壓提高N倍，等效開關(guān)頻率提高2N倍。
圖3以3個H橋級聯(lián)為例，一個H橋單元左右橋臂的三角載波信號相差π，則每個H橋比前一個H橋的三角載波信號滯后π／N。 圖3中載波信號1～6分別與圖2中的H1左橋臂、H2左橋臂、H3左橋臂、H1右橋臂、H2右橋臂、H3右橋臂相對應(yīng)。以H1為例分析，在t0～t1時段內(nèi)，VT12和VT14導(dǎo)通，H1處于旁路狀態(tài)，輸出為0；在t1～t2時段內(nèi)，VT11和VT14導(dǎo)通，H1輸出為E；在t2～t3時段內(nèi)，VT11和VT13導(dǎo)通，H1處于旁路狀態(tài)，輸出為0；在t3～t4時段內(nèi)，VT12和VT14導(dǎo)通，H1處于旁路狀態(tài)，輸出為0；在t4～t5時段內(nèi)，VT12和VT13導(dǎo)通，H1輸出為-E；在t5～t6時段內(nèi)，VT11和VT13導(dǎo)通，H1處于旁路狀態(tài)，輸出為0；因此H1輸出為E，0，-E3種狀態(tài)。同樣H2和H3輸出亦為E，0，-E 3種狀態(tài)。Ho是H1，H2和H3輸出之和，即有圖3所示的3E，2E，E，0，-E，-2E，-3E 7種電平狀態(tài)。
2．2 DSP+CPLD實現(xiàn)載波移相
3個H橋級聯(lián)需要6個相位依次相差π／3的三角載波，而TMS320F2812上只有4個獨立的定時計數(shù)器，不能實現(xiàn)輸出6列載波信號。因此需要
采用DSP+CPLD相結(jié)合的方法來實現(xiàn)。如圖4所示，定時計數(shù)比較器由6個計數(shù)器和6個比較器組成，計數(shù)器由時鐘分頻器提供時鐘信號，6個計數(shù)器進行雙向增減模式計數(shù)，分別產(chǎn)生在時間上錯開T／6(T為計數(shù)器的周期)的6列三角載波信號，如圖3中載波信號1～6所示。
DSP輸出的脈寬比較值數(shù)據(jù)先由數(shù)據(jù)鎖存器進行鎖存，數(shù)據(jù)送到定時計數(shù)比較器中進行死區(qū)處理，之后6個比較器將計數(shù)器的值與脈寬比較值進行實時比較，輸出12路PWM波形。每個計數(shù)器在達到計數(shù)周期值時均會產(chǎn)生中斷信號，該中斷信號通過一定時間的延時可直接送到DSP
的捕獲口，而保護信號與CPLD實時通信，無延時，實現(xiàn)DSP與CPLD協(xié)同工作。由于載波移相調(diào)制方法各個載波依次錯開T／6時間，故該6個中斷信號不會有時間上的重疊，因而不會造成中斷信號沖突。DSP響應(yīng)外部中斷后進入中斷子程序進行A／D采樣和相應(yīng)的脈寬比較值計算，再將這些數(shù)據(jù)送到CPLD。如此循環(huán)，實現(xiàn)12路帶死區(qū)的PWM控制信號的輸出。
2．3 并網(wǎng)電流控制策略
并網(wǎng)逆變器選擇電流閉環(huán)控制，只需要控制逆變器，使其輸出的電流跟蹤電網(wǎng)電壓相位就能實現(xiàn)并網(wǎng)運行，因此控制系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)和算法實現(xiàn)相對簡單，控制系統(tǒng)穩(wěn)定性好。電流環(huán)的數(shù)學(xué)模型如圖5所示。
由圖5可得系統(tǒng)的開環(huán)傳遞函數(shù)為：
式中：Udc為直流側(cè)電壓；Ip為交流側(cè)電流的峰值；ω為交流電流的角頻率；△Im為諧波電流脈動最大允許值；Up為電網(wǎng)電壓的峰值。
3 仿真與實驗結(jié)果
在Matlab的Simulink環(huán)境下進行仿真，參數(shù)設(shè)置為：直流側(cè)電壓450 V，并網(wǎng)電流峰值5 A，頻率50 Hz，采樣頻率7．5 kHz，濾波電感7．5 mH，對級聯(lián)7電平并網(wǎng)進行仿真。
由仿真可知，級聯(lián)7電平并網(wǎng)輸出電壓和電流波形更加接近于正弦波，THD分別為20．93％和1．1％；逆變器輸出電壓最大諧波集中在45 kHz附近，與理論分析相符合。
在理論分析和仿真基礎(chǔ)上，建立了單相級聯(lián)7電平并網(wǎng)逆變器實驗系統(tǒng)，系統(tǒng)由主電路、電流電壓檢測電路、DSP控制單元、基于CPLD的12路PWM發(fā)生單元、驅(qū)動保護電路和并網(wǎng)電感等組成；主電路采用3個H橋組成單相級聯(lián)并網(wǎng)逆變器，可實現(xiàn)7電平輸出。實驗參數(shù)：電網(wǎng)相電壓220 V，頻率50 Hz；每個H橋單元直流側(cè)電壓150 V，濾波電感7．5 mH，開關(guān)頻率7．5 kHz，PI調(diào)節(jié)器參數(shù)為Kp=0．09，KI=0．14。
圖6a為穩(wěn)態(tài)工作時逆變器輸出7電平電壓波形；圖6b表明系統(tǒng)具有較好的穩(wěn)態(tài)性能；當(dāng)并網(wǎng)電流(峰值)由2．5 A到5 A突變時，系統(tǒng)的動態(tài)響應(yīng)波形如圖6c所示；電流的響應(yīng)速度快，無沖擊電流，證明該系統(tǒng)具有較好的動態(tài)響應(yīng)性能。
4 結(jié)論
仿真和實驗結(jié)果表明，將載波移相技術(shù)應(yīng)用于級聯(lián)多電平并網(wǎng)逆變器，能實現(xiàn)在較低的器件開關(guān)頻率下輸出電流電壓的諧波含量低，系統(tǒng)暫穩(wěn)態(tài)性能良好，等效開關(guān)頻率高，降低了開關(guān)損耗，因此這種并網(wǎng)逆變器在高壓大功率逆變器領(lǐng)域具有較好的應(yīng)用前景。
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