基于ZETA拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的DC/DC轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)

同SEPIC DC/DC 轉(zhuǎn)換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)類似，ZETA 轉(zhuǎn)換器拓?fù)渫ㄟ^一個在輸出電壓上下范圍變化的輸入電壓提供正輸出電壓。ZETA 轉(zhuǎn)換器也需要兩個電感和一個串聯(lián)電容器（有時稱飛跨電容）。SEPIC 轉(zhuǎn)換器使用一個標(biāo)準(zhǔn)升壓轉(zhuǎn)換器進(jìn)行配置，ZETA 轉(zhuǎn)換器則不同，它通過一個驅(qū)動高端PMOS FET 的降壓轉(zhuǎn)換器進(jìn)行配置。ZETA 轉(zhuǎn)換器是對不穩(wěn)定輸入電源進(jìn)行調(diào)節(jié)的另一種方法，它就像一個低成本墻式電源。我們可以使用一個耦合電感來最小化電路板空間。本文將介紹如何設(shè)計(jì)一個運(yùn)行在連續(xù)導(dǎo)電模式(CCM) 下帶耦合電感的ZETA 轉(zhuǎn)換器。

基本工作原理

圖1 顯示了ZETA 轉(zhuǎn)換器的簡單電路圖，其由一個輸入電容C_IN、一個輸出電容C_OUT、耦合電感L1a 和L1b、一個AC 耦合電容C_C、一個功率PMOS FET 即Q1，以及一個二極管D1 組成。圖2 顯示了Q1 為開啟狀態(tài)和Q1 為關(guān)閉狀態(tài)時，在CCM 下運(yùn)行的轉(zhuǎn)換器。

圖1ZETA 轉(zhuǎn)換器的簡單電路圖

若想要知道各個電路節(jié)點(diǎn)的電壓，在兩個開關(guān)都為關(guān)閉狀態(tài)且無開關(guān)操作時對DC 條件下的電路進(jìn)行分析很重要。電容C_C與C_OUT 并聯(lián)，因此在穩(wěn)態(tài)CCM 期間C_C 被充電至輸出電壓V_OUT。圖2 顯示了CCM 運(yùn)行期間L1a 和L1b 的電壓。

圖2CCM 運(yùn)行期間的ZETA 轉(zhuǎn)換器

Q1 關(guān)閉時，L1b 的電壓必須為V_OUT，因?yàn)槠渑cC_OUT 并聯(lián)。由于C_OUT 被充電至V_OUT，因此Q1 關(guān)閉時Q1 的電壓為V_IN + V_OUT；這樣一來，L1a 的電壓便為相對于Q1 漏極的–V_OUT。Q1 開啟時，充電至V_OUT 的電容C_C 與L1b 串聯(lián)；因此L1b 的電壓為+V_IN，而二極管D1 的電壓則為V_IN + V_OUT。

圖3 顯示了通過各種電路組件的電流。Q1 開啟時，輸入電源的能量被存儲在L1a、L1b 和C_C 中。L1b 還提供I_OUT。Q1 關(guān)閉時，C_C 持續(xù)為L1a 提供電流，而L1b 再次提供I_OUT。

圖3CCM 期間ZETA 轉(zhuǎn)換器的分量電流

占空比

假設(shè)100% 效率占空比D，用于CCM 運(yùn)行的ZETA 轉(zhuǎn)換器，其為：

它還可以被重寫為：

Dmax 出現(xiàn)在V_IN(min)，而Dmin 出現(xiàn)在V_IN(max)。

選擇無源組件

設(shè)計(jì)任何PWM 開關(guān)調(diào)節(jié)器的首要步驟之一便是決定允許多少電感紋波電流ΔI_L(PP)。過多會增加EMI，而過少又會導(dǎo)致不穩(wěn)定的PWM 運(yùn)行。一般原則是給K 分配一個介于0.2 和0.4 平均輸入電流之間的值。理想紋波電流的計(jì)算如下：

在理想緊密型耦合電感中，每個電感的單芯上都有相同的繞組數(shù)，這時耦合迫使紋波電流在兩個耦合電感之間等分。在現(xiàn)實(shí)耦合電感中，電感并沒有相等的電感，并且紋波電流也不會完全相等。無論如何，在理想紋波電流值的情況下，如果存在兩個單獨(dú)的電感，則我們將耦合電感中要求的電感估算為實(shí)際需要的一半，如方程式4 所示：

為了能夠承受負(fù)載瞬態(tài)，在高端電感中，耦合電感的飽和電流額定值需至少為穩(wěn)態(tài)峰值電流的1.2 倍，其計(jì)算方法如方程式5 所示：

請注意，I_L1b(PK) = I_OUT +ΔI_L/2，其小于I_L1a(PK)。

與降壓轉(zhuǎn)換器一樣，ZETA 轉(zhuǎn)換器的輸出有非常低的紋波。方程式6 計(jì)算了完全由電容值引起的輸出紋波電壓部分：

其中f_SW(min) 為最小開關(guān)頻率。方程式7 計(jì)算了完全由輸出電容ESR 引起的輸出紋波電壓部分：

請注意，這兩個紋波電壓部分均被相移，且不直接相加。就低ESR（例如：陶瓷電容）電容而言，可以忽略ESR 部分電壓。要想滿足應(yīng)用的負(fù)載瞬態(tài)要求，最小電容限制是必需的。

輸出電容必須有一個大于電容RMS 電流的RMS 電流額定值，其計(jì)算方法如方程式8：

輸入電容和耦合電容吸取和下拉的電流電平相同，但開關(guān)周期相反。與降壓轉(zhuǎn)換器類似，輸入電容和耦合電容都需要RMS 電流額定值，

方程式10a 和10b 計(jì)算了完全由各自電容器電容值引起的輸出紋波電壓部分：

方程式11a 和11b 計(jì)算了完全由各自電容器ESR 值引起的輸出紋波電壓部分：

此外，兩個紋波電壓組成部分均被相移，且不直接相加；同時，就低ESR 電容器而言，ESR 電壓部分再次可以被忽略。典型的紋波值小于輸入電容輸入電壓的0.05 倍，也小于耦合電容輸出電壓的0.02 倍。

選擇有源組件

我們必須謹(jǐn)慎選擇功率MOSFET，以便它可以處理峰值電壓和電流，同時最小化功耗。功率FET的電流額定值可以決定ZETA轉(zhuǎn)換器的最大輸出電流。

如圖3 所示，Q1 承受了V_IN(max) + V_OUT 的最大電壓。Q1 的峰值電流額定值必須為

在相關(guān)環(huán)境溫度下，F(xiàn)ET 功耗額定值必須大于傳導(dǎo)損耗（FET r_DS(on) 的函數(shù)）和開關(guān)損耗（FET 柵極電荷的函數(shù)）的和，計(jì)算方法如方程式13 所示：

其中，Q_GD 為柵極到漏極電荷，Q_G 為FET 的總柵極電荷，I_Gate 為最大驅(qū)動電流，而V_Gate 為控制器的最大柵極驅(qū)動。Q1 的RMS 電流為：

輸出二極管必須要能夠處理與Q1相同的峰值電流，即I_Q1(PK)。該二極管還必須能夠承受大于Q