綠色緊湊型功率因數(shù)控制器MC33260
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時(shí)間：2012-03-17
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技術(shù)方案與實(shí)用技巧
在過(guò)壓保護(hù)電路中，反饋電流IO與閾值電流上限IovpH相比較，如果反饋電流超過(guò)閾值電流，柵極驅(qū)動(dòng)信號(hào)將被鎖定在低電平，直到反饋電流降至閾值電流下限IovpL以下。
過(guò)壓保護(hù)上限閾值如下式所示：
其中：
由于
同理，過(guò)壓保護(hù)下限閾值如下式所示：
其中：
由于
實(shí)際當(dāng)中，
3.8 欠壓保護(hù)
當(dāng)反饋電流低于Iref的14％時(shí)，欠壓保護(hù)電路將使PWM鎖存器復(fù)位，輸出開(kāi)關(guān)管被關(guān)斷。欠壓保護(hù)閾值如下式所示：
由于
3.9 同步電路
MC33260有以下兩種工作模式：
（1）自由頻率非連續(xù)導(dǎo)通工作模式。在該工作模式下，開(kāi)關(guān)管在電感電流為零時(shí)才開(kāi)通，且引腳5應(yīng)直接接地。
?。?）同步模式。在這種工作模式下，輸出開(kāi)關(guān)管必須滿足兩個(gè)條件才能開(kāi)通。一是電感電流降至零，二是至少有一個(gè)同步脈沖信號(hào)的上升沿超過(guò)了1V閾值。換句話說(shuō)，同步工作模式實(shí)際上延長(zhǎng)了開(kāi)關(guān)管的截止時(shí)間。因此，在正常同步工作過(guò)程中，電流周期一定要比同步周期短。而且，電感一定要選取正確，否則同步工作模式將無(wú)法實(shí)現(xiàn)。
注意，無(wú)論采取哪一種工作模式，都有2μs 的最小截止時(shí)間，用以在輕載時(shí)對(duì)開(kāi)關(guān)頻率進(jìn)行限制。
3.10 欠壓鎖定電路
欠壓鎖定比較器對(duì)VCC（引腳8）上的電壓進(jìn)行監(jiān)測(cè)，當(dāng)VCC上的電壓超過(guò)11V時(shí)，控制器開(kāi)始工作。為避免誤動(dòng)作，欠壓鎖定比較器的閾值有2.5V的滯回電壓。
3.11 熱關(guān)斷
當(dāng)結(jié)溫超過(guò)150℃時(shí)，柵極驅(qū)動(dòng)信號(hào)將被禁止，直至結(jié)溫降至120℃。
3.12 跟隨升壓控制
采用普通升壓模式的PFC前置變換器的輸出電壓一般都是400VDC，而采用跟隨升壓控制技術(shù)的前置調(diào)節(jié)器的輸出電壓并不固定在某一特定的電壓值上，其輸出電壓將在給定輸入功率的條件下，隨著交流線電壓的幅度變化而線性的改變。跟隨升壓技術(shù)的特性如圖6所示。
采用跟隨升壓技術(shù)的目的是減少輸出電壓和輸入電壓之間的間隔，最大限度的提高升壓變換的效率。
跟隨升壓過(guò)程主要有以下兩個(gè)階段：
（1）開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通過(guò)程。在開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通過(guò)程中，電感電流按斜率Vin/LP線性上升。這里，Vin是瞬時(shí)輸入電壓，LP是電感量。
（2）開(kāi)關(guān)管截止過(guò)程。在開(kāi)關(guān)管截止過(guò)程中，電感電流按斜率（VO―Vin）/LP線性下降，直到電感電流降至零。這里，VO是輸出電壓。由于放電過(guò)程持續(xù)的時(shí)間比普通升壓變換器要長(zhǎng)，因此在跟隨升壓變換器中，截止時(shí)間也延長(zhǎng)了。如圖7所示。
這樣，在給定的峰值電感電流下，輸出開(kāi)關(guān)管的截止時(shí)間被延長(zhǎng)，因此其功率轉(zhuǎn)換周期就被縮短了，開(kāi)關(guān)管的導(dǎo)通損耗大大降低。
另外，截止時(shí)間的延長(zhǎng)，將使開(kāi)關(guān)頻率下降。這樣，選用小電感量的升壓電感就可以將開(kāi)關(guān)頻率限制在可以接受的水平，前置變換器的體積、重量和成本都得以降低。
跟隨升壓技術(shù)的優(yōu)勢(shì)主要表現(xiàn)在：
?。?）功率MOSFET的導(dǎo)通損耗大大減?。?br style="margin-top: 0px; margin-right: 0px; margin-bottom: 0px; margin-left: 0px; padding-top: 0px; padding-right: 0px; padding-bottom: 0px; padding-left: 0px; ">
?。?）升壓電感體積、重量和成本大大降低。
因此，采用跟隨升壓技術(shù)所帶來(lái)的好處是，由于升壓電感和輸出功率MOSFET的成本都有所下降，因此前置變換器的系統(tǒng)成本也顯著降低。
在MC33260中，導(dǎo)通時(shí)間將根據(jù)反饋電流的大小進(jìn)行控制?，F(xiàn)在有幾點(diǎn)需要說(shuō)明：
?。?）當(dāng)反饋電流值超過(guò)IregL時(shí)，穩(wěn)壓電路將使輸出電壓保持穩(wěn)定；
?。?）當(dāng)反饋電流值低于IregL時(shí)，導(dǎo)通時(shí)間將取得最大值。由前面的分析可知，導(dǎo)通時(shí)間的大小與輸出電壓的平方成反比，參見(jiàn)式（11）。
另一方面，根據(jù)升壓拓?fù)涞挠?jì)算公式，導(dǎo)通時(shí)間又可以表示為：
其中：
將式（11）和（21）合并整理后得到：
上式顯示出，在給定輸入功率條件下，采用跟隨升壓模式的前置變換器的輸出電壓與交流線電壓幅度之間的線性關(guān)系，如圖8和圖9所示。
從圖8中可以看出，在給定的交流線電壓條件下，導(dǎo)通時(shí)間的大小由輸入功率的大小決定，而前置變換器的輸出電壓將與導(dǎo)通時(shí)間相對(duì)應(yīng)，因此輸出電壓實(shí)際上也是由輸入功率決定的。
如果輸出電壓升高，超出了穩(wěn)定值，導(dǎo)通時(shí)間將根據(jù)跟隨升壓控制所確定的關(guān)系下降，傳輸功率減少，前置變換器的輸出功率也就相應(yīng)減少，因此輸出電壓就會(huì)降低，趨近穩(wěn)定值。
同理，如果輸出電壓降低，低于了穩(wěn)定值，就會(huì)有更多的功率傳輸?shù)捷敵龆?，輸出電壓將逐步上升，趨近穩(wěn)定值。
3.13 工作模式選擇
工作模式的選擇可以通過(guò)調(diào)整振蕩器定時(shí)電容的取值來(lái)實(shí)現(xiàn)。從圖9可以看出，輸出電壓一開(kāi)始線性上升，然后才趨于穩(wěn)定。在傳統(tǒng)工作模式下，沒(méi)有線性區(qū)域，而且振蕩器的外接定時(shí)電容較小，升壓電路在輸出電壓達(dá)到穩(wěn)壓值后即能提供最大功率。這種工作模式，不考慮功率和輸入電壓的狀態(tài)，如果沒(méi)有穩(wěn)壓電路的作用，跟隨升壓電路將使輸出電壓持續(xù)上升。為了保證MC33260能夠工作在跟隨升壓模式下，必須正確選取振蕩器的外接定時(shí)電容CT。
設(shè)(VO)regL為輸出穩(wěn)壓下限，并滿足以下關(guān)系式：
對(duì)上式進(jìn)行整理得到：
利用上式可以計(jì)算出振蕩器外接定時(shí)電容的大小。
4. 典型應(yīng)用
MC33260控制的80W有源功率因數(shù)預(yù)調(diào)節(jié)器如圖10所示。
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