基于反激變換器的一種新型單級功率因數校正電路的研究

1 引言

　　通信電源由于對輸入電流諧波具有嚴格的要求，一般采用兩級功率因數校正的方法來獲得單位功率因數和精確的調節(jié)輸出電壓 [1]。在小功率應用中，該方法由于效率低、電路復雜、成本高，很不適合。單級功率因數校正方法[2] [3]通過降低成本和電路復雜程度得到了廣泛的應用。目前，單級PFC的主要結構是把boost 輸入電流整形器和DC/DC變換器組合在一起共用一個功率開關管和控制器[4]。在這些單級PFC變換器中，儲能電容電壓隨輸入電壓變化而變化，而且變化范圍大。電容電壓在輸入低電壓時約130V，在輸入高電壓時高于400V。電壓變化范圍大對變換效率有很大的影響，而且功率開關管要承受很大的電壓應力。為解決這些問題，本文提出了一種新的單相反激功率因數校正電路。該電路費用低、效率高、儲能電容電壓被箝位、能實現(xiàn)輸入輸出隔離和降壓變換等優(yōu)點。本文分析了電路的工作原理，討論了變壓器原邊電感對占空比及輸入電流諧波的影響，并且把該方法可以應用在其它拓撲中得出新的功率因數校正電路。

2 電路和工作原理

　　新型單相反激功率因數校正電路如圖1所示：　　　　　　

圖1　 新型單相反激功率因數校正電路

2．1　電路的組成

　　T1、Q1、D1、C1、Load構成電路的主支路，T2、D2組成電路的輔助支路。儲能電容C2通過D5充電到輸入電壓的峰值電壓作為輔助支路的輸入電壓。由于兩個并聯(lián)反激支路同時工作，使用二極管D3、D4來防止這兩個支路之間的循環(huán)電流。該變換器由輸入電壓Vin和儲能電容C2同時給負載供電。盡管輸入電壓Vin給負載提供大部分能量。但是，當輸入電壓很小時，負載的能量主要由儲能電容C2提供。兩個變壓器可以在不連續(xù)導電模式或連續(xù)導電模式下工作。對于小功率應用，為了提高效率，兩個變壓器都工作在不連續(xù)導電模式。反激變換器工作在DCM下可以很方便的用于功率因數校正。

2．2　工作原理

　　電路在一個開關周期的主要理論波形如圖2所示。
　　在一個開關周期中，該變換器有4種開關狀態(tài)。在分析之前作出如下假設：
　?、?兩個變壓器都工作在不連續(xù)導電模式；
　　② 由于開關頻率遠大于交流電源的頻率，在一個開關周期內輸入電壓保持不變；
　?、?儲能電容C2足夠大，在一個開關周期內電壓幾乎不變，大小為輸入電壓的峰值；

圖2　　在一個開關周期的主要理論波形
　?。?）開關模態(tài)1 [t0—t1]
　　在t=t0時，開關管Q1導通，T1、T2的原邊電感（其大小分別為LT1、LT2）分別由輸入電壓Vin和電容C2線性充電。其增長率分別為：

　?。?）開關摸態(tài)2 [t1—t2]
　　 在t=t1時，開關管Q1關斷，變壓器副邊的二極管D1、D2開始導通，儲存在變壓器磁場中的能量開始釋放，一方面給C1充電，另一方面給負載供電。變壓器T1、T2副邊電流開始下降，其下降速度為：
　　

（n1:1，n2:1分別為變壓器T1、T2的匝數比）
　　在t=t2時，變壓器T2副邊電流下降為零，變壓器T2磁復位。在此過程中，變壓器磁芯被去磁。開關管Q1承受的電壓為Vin+V0﹒n1和Vc+V0﹒n2之間的最大值。˙
　?。?）開關摸態(tài)3 [t2—t3]
　　在t=t2時，T2磁復位，T1磁芯繼續(xù)去磁，給負載傳遞能量。開關管Q1承受的電壓為Vin+V0﹒n2和Vc之間的最大值。在t=t3時，變壓器T1磁復位。
　?。?）開關摸態(tài)4 [t3—t0]
　　在t=t3時，T1、T2磁復位。由輸出濾波電容C1 給負載供電，開關管的電壓為電容電壓。當t=t0時又開始下一個新的開關周期。

3 變壓器T1、T2原邊電感比值的設計

　　設計該電路的主要任務是確定每個支路傳遞多少功率給負載。主支路與輔助支路之間的功率分布決定輸入電流的諧波含量，而變壓器T1、T2的電感值決定功率分布。PMAIN、PAUX分別表示主支路和輔助支路傳遞的功率。
　　下面分析LT1、LT2、PMAIN、PAUX、角頻率w之間的關系。
　　由圖4可以得出，在一個開關周期內，變壓器T1、T2原邊的峰值電流為：
　　ILT1,PK(wt)=Vin(wt)/(LT1﹒f)﹒d(wt) …… (1)
　　ILT2,PK(wt)=VC/(LT2﹒f) d(wt)　　…… (2)
　　(其中，Vin(wt)是輸入電壓的瞬時值，f是開關頻率，d(wt)是占空比，為交流電源角頻率的函數。)
　　iLT1、iLT2在一個開關周期的平均值為：

　　則每個支路的輸入功率為：

　　由輸入輸出功率平衡得：PLT1,AVG(wt)+PLT2,AVG(wt)=P0=V02/R　　　　(7)
　　將Vin(wt)=Vin,peaksin(wt) , VC=Vin,peak代入式（7），得
　　

　（其中，r=LT1/LT2）
　　由式（5）、（6）、（8）得

　　令P0=100w,r=LT1/LT2=0.1，（由后面的分析知，取LT1/LT2＝0.1比較合適）主支路與輔助支路在交流電源半個周期內處理的功率分布如圖3所示

圖3　主支路與輔助支路在交流電源半個周期內處理的功率分布
　　由圖3可以看出，當角頻率w在0附近或 附近，即輸入電壓很小時，負載大部分能量由輔助支路提供。
　　在交流電源的一個周期內，主支路和輔助支路傳遞的平均功率為：

　?。ㄆ渲蠺1=0.02s，為交流電源的周期，w=2

/T1）
　　由式（11）、（12），得主支路傳遞功率的百分比

為：

　　將T1=0.02，w=2

/T1代入式（13），得

　　由式（14）知，主支路傳遞功率的百分比

是LT1/LT2的函數。

與LT1/LT2的關系如圖4所示。

圖4　

與LT1/LT2的 函數關系
　　由圖可知，當LT1/LT2很小時，主支路傳遞的功率很大，在輸入電壓接近零時，主支路上的電流就很大，輸入電流的諧波含量會相應增加。當LT1/LT2很大時，輔助支路傳遞的功率就會變大，在輸入電壓接近峰值電壓時，儲能電容C2上的峰值電流就會很大，輸入電流的諧波含量也會相應增加。
　　設計要考慮的另外一個因數是占空比的變化，由式（8）可以看出，占空比變化的頻率
是交流電源頻率的兩倍。當wt=0或 時，占空比達到最大值dmax，當wt=

/2時，占空比達到最小值dmin。將wt=0,

/2代入式（8），得

　　因此，當變換器工作在DCM下，最大占空比與最小占空比的比值僅與LT1/LT2相關。占空比變化不能太大，也就是r不能太小，即LT1/LT2不能太小。綜合上述分析及由圖4知，LT1/LT2在0.1附近比較合適，即主支路處理的功率占總功率的70％左右。

4 該方法在其它拓撲中的應用

　　本文提出的新型單級功率因數校正電路是基于反激拓撲結構。在其它拓撲結構（如forward、boost、SEPIC等）中運用該方法可以得到新的變換器。這些變換器主要應用在電池充電器上。對boost變換器應用該方法得到的新型boost功率因數預調節(jié)器如圖5所示。該變換器主要應用在高電壓電池充電器上[5]。

圖5　 新型boost功率因數預調節(jié)器

5 結論

　　本文介紹了一種簡單的單相反激功率因數校正電路，該電路僅用一個有源開關和一個控制環(huán)就可快速的調節(jié)輸出電壓。與兩級方法相比，該電路的主要優(yōu)點是結構簡單、效率高；與其它單級方法相比，儲能電容電壓被箝位，電壓值的大小等于輸入電壓的峰值。對功率開關管沒有產生附加的電壓應力，這使得輸入電壓范圍很寬。該方法可以應用在其它拓撲中（如forward、boost、SEPIC等）。

參考文獻

[1]　L.Dixon.Jr,“High power factor preregulators for off-line supplies,”Unitrode Power Supply Design Semilar,Paper I2, 1991.
[2]　M.Madigan, R.Erickson and E.Ismail,“Integrated high quality rectifier regulators,”IEEE-PESC　1992, pp.1043-1051.
[3]　R.Redl,L.Balogh and N.O.Sokal,“A new family of sigle stage isolated power factor correctors withfast regulations of the output voltage,” IEEE-PESC　1994, pp.1137-1144.
[4]　C.M.Qiao and K.M.Smedley, “A topology survey of single-stage power factor corrector with a boost type input-current-shaper,”IEEE Trans.Power Electron,May 2001,pp.360-368
[5]　D.Marquet，F(xiàn).s.Miguel，and J.P.Gabillet，“New power supply optimized for new telecom networks and services,”in Proc.Int.Telecom.Energy Conf.1999,pp.25-31.