平均電流模式DC-DC控制器在的應(yīng)用

　　概述

　　由于汽車多媒體信息處理(如，信息娛樂產(chǎn)品)中的高性能微處理器所需的功率不斷增加，產(chǎn)生了抗干擾能力、EMI和環(huán)路補償?shù)戎T多設(shè)計問題。平均電流模式控制(ACMC)有助于解決這些問題，特別是在汽車信息娛樂應(yīng)用中。本文具體闡述了ACMC，并說明基于電流模式控制的設(shè)計為信息娛樂應(yīng)用帶來的優(yōu)勢。我們以MAX5060/MAX5061為例說明ACMC的工作原理，并對數(shù)據(jù)資料所提供的內(nèi)容進行了補充。

　　定義設(shè)計目標

　　具體的汽車信息娛樂終端都會對電源管理提出一組獨特的技術(shù)、商業(yè)上的要求。最重要的設(shè)計考慮包括效率、尺寸、EMI、瞬態(tài)響應(yīng)、設(shè)計復(fù)雜性和成本。所有參數(shù)都間接地與電源的開關(guān)頻率相關(guān)，這一重要參數(shù)的選擇可以使上述要求達到合理折中。

　　ACMC的優(yōu)勢

　　對于大電流輸出(5A至25A)轉(zhuǎn)換器，在電流模式控制(CMC)技術(shù)中降低電流檢測電阻有助于提高效率。這里，CMC指帶有峰值電流檢測的固定頻率工作模式。然而，這種方式存在一個缺點：CMC使轉(zhuǎn)換器對噪聲非常敏感。電流較大時，即使最好的PCB布線也不能完全抑制疊加在電流檢測信號上的噪聲。為了解決這個問題，可以選擇電壓模式控制VMC，這是一種傳統(tǒng)的并經(jīng)過驗證的技術(shù)。VMC提高了抗干擾能力和轉(zhuǎn)換效率，但需要一定的環(huán)路補償設(shè)計才能達到可接受的性能指標。

　　ACMC設(shè)計基礎(chǔ)

　　ACMC技術(shù)結(jié)合了VMC的抗干擾能力和效率與CMC的穩(wěn)定性，圖1所示為ACMC降壓轉(zhuǎn)換器的功能框圖。

圖1. ACMC降壓轉(zhuǎn)換器的功能框圖?？驁D中，CEA = 電流誤差放大器，CSA = 電流檢測放大器，VEA = 電壓誤差放大器。下文和圖2討論了電感電流信號iL。

　　為了更好地理解ACMC，我們首先回顧一下CMC的原理。觀察圖1，如果除去電流誤差放大器(CEA)和鋸齒波發(fā)生器，電流檢測放大器的輸出將連接到PWM比較器的反相端，電壓誤差放大器(VEA)的輸出將連接到同相端。結(jié)果形成一個控制電感電流(內(nèi)環(huán))和輸出電壓(外環(huán))的雙環(huán)系統(tǒng)。

　　如上所述，在大電流輸出應(yīng)用中，希望電流檢測電阻RS (見圖1)盡可能小，以降低轉(zhuǎn)換器的功耗。但這樣做的結(jié)果是將一個微弱的信號引入噪聲環(huán)境中，在系統(tǒng)中表現(xiàn)為抖動。

　　在ACMC結(jié)構(gòu)中，電流檢測信號送入CEA (圖1)的反相輸入端，而VEA在CEA的同相輸入端調(diào)節(jié)電感電流。通過反饋網(wǎng)絡(luò)補償CEA，可以完成一系列操作：調(diào)節(jié)電流檢測信號以獲得最大直流增益(對于降壓轉(zhuǎn)換器，電感的直流電流等于轉(zhuǎn)換器的輸出電流)；使實際的電流檢測信號不受阻礙地通過放大器；最后，抑制疊加在信號上的高頻開關(guān)噪聲。CEA的高直流增益可使這種控制方案精確地控制輸出電流。而CMC對電流檢測信號的平坦增益會在輸入電壓變化時導(dǎo)致電流的峰值與均值誤差。如圖1，CEA的輸出與斜坡電壓進行比較產(chǎn)生一個期望的PWM信號來驅(qū)動功率MOSFET。

圖2. 圖1的控制波形

　　圖2顯示了圖1的控制波形，注意與鋸齒波進行比較的電感電流信號iL (紅色標示)是反向的。PWM比較器之后的SR鎖存器可避免由噪聲引起的信號跳變。同樣，時鐘信號復(fù)位鋸齒坡電壓，從根本上消除了由于噪聲尖峰而過早關(guān)斷MOSFET的可能。這種控制架構(gòu)的另一個特點是當占空比超過50%時不需要斜坡電壓補償，因為鋸齒坡信號已經(jīng)提供了這種補償。

　　對于圖1所示降壓轉(zhuǎn)換器，內(nèi)環(huán)用于補償輸入電壓的變化。隨著輸入電壓的增加，CEA電流信號的下降斜率更陡峭(圖2)，從而使占空比變窄。外環(huán)用于補償由負載變化引起的輸出電壓變化，由于電感電流由VEA處理，電源表現(xiàn)為一個單極點響應(yīng)，從而簡化了電壓補償環(huán)路。

　　CEA補償非常簡單，MAX5056/MAX5061數(shù)據(jù)資料提供了需要遵循的準則。MAX5060/MAX5061 DC-DC轉(zhuǎn)換器可處理上述設(shè)計問題，并且具有高效、低噪聲和高性價比特性。圖3說明了器件中帶有補償網(wǎng)絡(luò)的CEA架構(gòu)，推薦使用該補償網(wǎng)絡(luò)的原因是CEA沒有提供到其反相輸入端的直接通路。注意：CEA是跨導(dǎo)放大器，與標準運算放大器相比具有較高的輸出阻抗。

圖3. MAX5060/MAX5061 DC-DC轉(zhuǎn)換器推薦的CEA補償網(wǎng)絡(luò)

為了優(yōu)化電流環(huán)路，電感電流iL (圖2中的紅色信號)的下降斜率將跟隨鋸齒電壓的斜率，而且iL不能超過斜坡電壓，否則將會發(fā)生諧振和不穩(wěn)定。

　　忽略同步整流器的壓降，降壓轉(zhuǎn)換器的電感電流下降斜率可由下式給出：

　　

該電流流過檢流電阻RS，測量RS電壓并由CSA提供34.5倍的增益放大(見圖1)。如果將此乘以CEA增益GCEA，使其等于VSfS鋸齒波斜率，可得表達式：

　　

跨導(dǎo)放大器的增益定義為gMRL，將其代入GCEA并解出RL可得：

　　

MAX5060/MAX5061數(shù)據(jù)資料給出其CEA跨導(dǎo)為550μs；本例中RL為RCF，如圖3所示。該電阻設(shè)定CEA的增益，使電流環(huán)路在過零頻率處為單位增益。MAX5060/MAX5061的鋸齒波電壓VS具有2V峰值，將這些常數(shù)代入上式，可得：

　　

CEA的直流增益應(yīng)該盡可能高，以精確處理直流輸出電流。直流下，補償網(wǎng)絡(luò)中的電容相當于開路，CEA直流增益最大。在最小過零頻率之下放置一個零點，并將一

個極點置于至少比零點高出10倍的位置，使電流環(huán)路在具有寬帶特性的同時可有效抑制開關(guān)噪聲。

　　零點和極點可由下式算出：

　　

為了滿足式5的極點頻率，必須使CCF至少比CCFF大十倍。如果這個比率不是10:1，則用CCF||CCFF替換極點表達式中的CCFF。注意：原點處有一個極點，可以想象，一個無窮大的阻抗出現(xiàn)在CCFF上，所需電容值可由上式解出。

　　VEA補償非常復(fù)雜，主要取決于性能要求。MAX5060/MAX5061數(shù)據(jù)資料給出了一個簡單、實用的補償方法，只需采用電阻反饋網(wǎng)絡(luò)。這構(gòu)成了有源電壓定位技術(shù)的一部分，能夠在提供良好的負載瞬態(tài)響應(yīng)的同時減小輸出電容。在最小負載條件下允許輸出電壓略高于標稱值電壓，而在滿負荷條件下允許輸出電壓略低于標稱值。雖然如此，負載瞬變期間的最大電壓偏差仍顯著低于補償VEA的高增益低頻響應(yīng)的情況，另外，還會降低負載功耗。

　　為了優(yōu)化響應(yīng)特性而對電壓環(huán)路進行補償時，需要認識VEA增益隨頻率變化的響應(yīng)特性，也需要了解在整個負載、溫度變化范圍內(nèi)環(huán)路整體特性。增益與頻率的對應(yīng)關(guān)系可通過實驗獲得，然后通過補償VEA達到預(yù)期要求。為保持穩(wěn)定性應(yīng)該有足夠的相位裕量，通常45°至60°比較好。VEA補償網(wǎng)絡(luò)的實現(xiàn)與CEA相同，DC-DC轉(zhuǎn)換器應(yīng)該承受瞬變情況下，如啟動、負載變化、短路恢復(fù)、空載、輸入電壓變化時的極限條件。如果輸出電壓在整個溫度范圍內(nèi)對所有這些瞬變條件都能表現(xiàn)出良好的阻尼響應(yīng)，則假定系統(tǒng)穩(wěn)定。

　　應(yīng)用中的注意事項

　　調(diào)節(jié)輸入電壓范圍

　　MAX