級(jí)聯(lián)多電平逆變器特性研究

　　除了上述的聯(lián)結(jié)方式以外，還有由一個(gè)三相三電平二極管箝位逆變器或飛跨電容型逆變器和三個(gè)單相h橋逆變器串聯(lián)形成的三相級(jí)聯(lián)逆變器［33］［49］。這種電路結(jié)構(gòu)簡單，控制也易于實(shí)現(xiàn)，實(shí)際中已有使用。圖7為單-三相混合級(jí)聯(lián)逆變電路圖。

　?。?） 減少獨(dú)立電源數(shù)的級(jí)聯(lián)多電平逆變電路［18］

　　由前述可以看出，級(jí)聯(lián)多電平電路顯示了其巨大的優(yōu)越性，特別是模塊化的輸出為系統(tǒng)帶來很多方便。但是，在具有獨(dú)立直流電源的級(jí)聯(lián)多電平逆變電路中，其所需獨(dú)立直流電源數(shù)很大，且隨著輸出電平數(shù)及逆變器相數(shù)的增加而增加。如果每一個(gè)直流電源都需要被控制的話，就使整個(gè)系統(tǒng)的控制變得很復(fù)雜。因此文獻(xiàn)［18］提出了一種合成電路的思想，以期減少直流電源數(shù)量。

　　圖8（a）為推薦的三相級(jí)聯(lián)逆變主電路，它只有三個(gè)獨(dú)立直流電源，每相根據(jù)各開關(guān)的不同組合可以產(chǎn)生＋2vdc、-2vdc、＋vdc或-vdc電平的電壓。圖中fbc為基本的h橋逆變單元。為了避免各直流電源短路，增加了一組合成電路（synthesizingcircuit）。合成電路基本模式如圖8（b）所示，具體實(shí)現(xiàn)由圖8（c）所示的兩種方法完成，s1和s2為雙向開關(guān)。

　　3 級(jí)聯(lián)多電平逆變器控制策略

　　3.1三角載波移相pwm法（triangular carrier phase shifting pwm method pspwm）

　　三角載波移相pwm法是一種專門用于級(jí)聯(lián)多電平逆變器的pwm方法。每個(gè)逆變單元的調(diào)制信號(hào)均由一個(gè)三角載波和一個(gè)正弦調(diào)制波比較產(chǎn)生，所有模塊的正弦調(diào)制波一樣，而三角載波依次相移一個(gè)角度，從而使得各單元模塊產(chǎn)生的spwm波在相位上相互錯(cuò)開，最終各模塊串聯(lián)疊加后輸出的pwm波頻率提高了很多倍，可大大減小濾波電感的體積。

　　如對(duì)于m個(gè)逆變單元串聯(lián)的逆變電路，假設(shè)三角載波的頻率為正弦調(diào)制波的k倍，則相鄰載波之間的相移為2π/mk，相應(yīng)的輸出等效載波頻率為mk。很多文章對(duì)輸出的諧波幅值及頻率與相位之間的關(guān)系進(jìn)行了詳細(xì)分析［25］［42］。驗(yàn)證了上述結(jié)論。圖9為3個(gè)逆變單元串聯(lián)的pspwm調(diào)制原理。

　　該法適合于單相系統(tǒng)。

　　3.2 諧波消去法（harmonic elimination methog）［5］［7］［11］［21］［24］［33］［55］

　?。?） 優(yōu)化階梯波寬度法（step modulation pwm）

　　它是基于合成理論，將串聯(lián)連接的多個(gè)逆變單元輸出的矩形波進(jìn)行合成、疊加，成為接近于正弦波的階梯波，根據(jù)要消去的諧波項(xiàng)，通過優(yōu)化選擇各逆變單元器件的導(dǎo)通和截止的時(shí)刻（也就是各單元輸出方波的寬度），從而達(dá)到消去特定諧波的目的。

　　如圖10（a）所示為三級(jí)串聯(lián)的多電平逆變器，v1、v2和v3是三個(gè)逆變單元輸出的電壓，最上面的波形為合成以后的階梯波形，通過合理選擇θ1、θ2和θ3來優(yōu)化階梯波。文獻(xiàn)［11］［24］對(duì)此優(yōu)化算法進(jìn)行了詳細(xì)分析。

　?。?） 特定諧波消去法（selective harmonic elimination pwm shepwm）

　　特定諧波消去法也是基于合成理論，在上述優(yōu)化階梯波寬度法的基礎(chǔ)上改進(jìn)而來。優(yōu)化階梯波寬度法的開關(guān)角必須滿足0＜θ1，θ2，…，θk＜π/2，否則該方法不存在，因此其調(diào)制范圍通常較窄。而特定諧波消去法提高了該法的調(diào)制范圍。其基本思想是：由k（k為串聯(lián)連接的逆變單元數(shù)）對(duì)脈沖波合成的輸出，可將其調(diào)制范圍分為k個(gè)區(qū)間，在不同的區(qū)間采用不同的波形疊加方式。

　　實(shí)際上特定諧波消去法就是每個(gè)逆變單元在控制上增加更多的自由度，如對(duì)三級(jí)串聯(lián)的逆變電路三級(jí)分別增加自由度變量：α1、α2和α3;β1、β2、β3和β4;γ1、γ2、γ3、γ4和γ5，如圖10（b）所示，通過調(diào)整這11個(gè)參數(shù)以消除更多的諧波。但是，很明顯，它是以提高開關(guān)頻率做代價(jià)的，算法比優(yōu)化階梯波寬度復(fù)雜很多［21］［55］。

　?。?） 虛擬級(jí)的脈寬調(diào)制法［21］（virtual stage pulse-width modulation techniquevspwm）

　　上面兩種方法的開關(guān)頻率都是基波頻率，能消除的諧波個(gè)數(shù)受逆變器電平級(jí)數(shù)的限制。為了消除更多次數(shù)的諧波，提出了一種更一般的波形疊加方法［21］。由k個(gè)直流電壓相等的h橋構(gòu)成的逆變器，其輸出可以由p個(gè)正脈沖和q個(gè)負(fù)脈沖合成（p-q=k），如圖11所示。通過選擇正、負(fù)脈沖的個(gè)數(shù)，消除更多的諧波。該法不受逆變器電平數(shù)的限制，但開關(guān)頻率也提高。

　　其實(shí)，無論采用上述諧波消去法中的何種方法，都必須求解一組超越方程以確定開關(guān)角等。同時(shí)采用數(shù)值法求解時(shí)，存在解的存在及唯一性問題。

　　3.3 子諧波pwm法（subharmonic pwm）［8］［22］［25］［34］

　　對(duì)于n個(gè)逆變單元串聯(lián)的逆變器，每相控制可采用n個(gè)具有相同頻率（fc）和峰值（ac）的三角載波與一個(gè)頻率和幅值分別為fm和am的正弦調(diào)制波相比較，為了使n個(gè)三角載波所占的區(qū)域是連續(xù)的，它們?cè)诳臻g上是緊密相連且整個(gè)載波集對(duì)稱分布于零參考的正負(fù)兩側(cè)。在正弦波與三角波相交的時(shí)刻，如果調(diào)制波的幅值大于某個(gè)三角波的幅值，則開通相應(yīng)的開關(guān)器件，反之，如果調(diào)制波的幅值小于某個(gè)三角波的幅值則關(guān)斷該器件。該方法的原理如圖12（a）所示。顯然，最上層和最下層的逆變單元器件的開關(guān)次數(shù)多，因此，為了平衡開關(guān)數(shù)，可以采用不同波段變頻的策略［8］，如圖12（b）所示。

　　根據(jù)三角載波的相位的不同，shpwm可分為三種典型的情況［25］［39］。

　?。?） pd法

　　所有載波具有相同相位（pd法）：諧波主要集中在載波頻率處，該處的諧波幅值較大，從而使相電壓畸變較大;其它的諧波分量主要是以載波整數(shù)倍頻率為中心的邊帶諧波，幅值較小。在三相系統(tǒng)的輸出線電壓中，由于各個(gè)三角載波同相位，因此載波處的諧波相互抵消，使線電壓的thd降的較低;因此對(duì)于三相系統(tǒng)，如果載波比為3的倍數(shù)時(shí)，pd法線電壓諧波最?。ㄈ沃C波被消去）。

　?。?） pod型

　　所有位于零基準(zhǔn)以上的載波同相位，所有位于零基準(zhǔn)以下的載波具有相反相位（pod型）：在相電壓和線電壓中，都沒有載波諧波，但均存在以載波整數(shù)倍頻率為中心的邊帶諧波，且其幅值大于pd型系統(tǒng)中的相應(yīng)幅值，所以，該方法最終得到的相電壓和線電壓的相對(duì)較高。

　?。?） apod型

　　所有載波自上而下，交替反相和同相（apod型）：其頻譜分布與pod型系統(tǒng)很類似，所有諧波基本都位于以載波整數(shù)倍頻率為中心的邊帶上，唯一的區(qū)別就是，pod型中的諧波能量主要集中在載波頻率兩