關(guān)于電子鎮(zhèn)流器的功率因數(shù)校正問題的討論

本文分析電子鎮(zhèn)流器的功率因數(shù)校正問題,著重討論了有源功率因數(shù)校正的三種模式(峰值電流控制、固定開通時間、固定頻率平均電流連續(xù)導(dǎo)通模式）的工作原理，它們的優(yōu)缺點(diǎn)及適用場合等。

關(guān)鍵詞：無源功率因數(shù)校正 有源功率因數(shù)校正 峰值電流控制 固定開通時間 頻率鉗定 前(后）沿調(diào)制 斷續(xù)導(dǎo)通、 臨界導(dǎo)通、連續(xù)導(dǎo)通模式 過渡模式

在電子鎮(zhèn)流器中通常采用圖1a所示的輸入電路，由于電解電容器CO的容量很大，工作時儲存電荷很多，只有輸入電壓超過電容上的電壓時，才有輸入電流，所以電流波形嚴(yán)重失真，僅在電壓峰值附近才會出現(xiàn)一個電流尖脈沖(如圖1b)。這樣一來，電路的功率因數(shù)變得很低，約為0.5左右,輸入電流諧波含量十分豐富。而根據(jù)國標(biāo)GB/T17263-2002以及歐洲法規(guī)EN63000-3-2，對25W以上的節(jié)能燈和電子鎮(zhèn)流器的各次諧波的含量提出了嚴(yán)格要求，現(xiàn)有的許多電路根本無法滿足這個要求。

為了減少鎮(zhèn)流器輸入電流的諧波失真，必須采取一些特殊措施，通常稱之為功率因數(shù)校正（PFC Power factor correction)技術(shù)來提高它的功率因數(shù)。大致說來，功率因數(shù)校正有兩種方案：無源功率因數(shù)校正（Passive PFC)和有源功率因數(shù)校正(Active PFC) ，前者已有很多資料介紹，不是本文討論的重點(diǎn)，我們主要分析有源功率因數(shù)校正的三種模式，它們的工作原理、優(yōu)缺點(diǎn)及適用場合等。

無源功率因數(shù)校正的原理及常用電

無源功率因數(shù)校正的原理主要是增加輸入電流的導(dǎo)通時間，使電源電流的波形接近電壓的正弦波形，減少它的失真。最初采用的方案是逐流電路。

它用圖2(a)的電路代替圖1的電容CO，電源通過VD3對電容C1、C2充電到輸入電壓峰值，每個電容電壓最多為輸入電壓峰值之半。這樣，電容可在120?范圍內(nèi)充電，輸入電流的時間被拉長，電流為零（死區(qū)）的時間只占33.3%。功率因數(shù)可提高到0.9左右，但電容上的電壓起伏很大，諧波含量很高，仍然無法滿足國標(biāo)GB/T17263-2002及歐洲EN61000-3-2標(biāo)準(zhǔn)對各次諧波含量（2次到39次諧波）限值的要求，且燈管電流波峰系數(shù)很大，燈功率起伏很大，對人的視力及燈管壽命都不利。

對逐流電路的改進(jìn)是采用雙泵電路，用圖2（b）電路來代替圖2(a)的電路，它在前者的基礎(chǔ)上增加C3、C4，將高頻信號進(jìn)行反饋，減少了電容上直流電壓的起伏，進(jìn)一步減少了電流死區(qū)時間和燈電流波峰系數(shù)，各項指標(biāo)均有所提高，但仍然無法滿足國標(biāo)GB/T17263-2002對各次諧波含量限值的要求。如在圖2（b）電路的基礎(chǔ)上再采取一些改進(jìn)和補(bǔ)救措施，便可以達(dá)到標(biāo)準(zhǔn)的要求，圖3就是這樣一種改進(jìn)了的雙泵電路，目前在節(jié)能燈及電子鎮(zhèn)流器中有不少產(chǎn)品在應(yīng)用它，并且通過了3C認(rèn)證。

對雙泵電路的改進(jìn)還有其它的形式，只要仔細(xì)調(diào)整反饋元件及濾波電感的參數(shù)（輸入端的EMI濾波電路對THD、PF的影響很大），就能滿足標(biāo)準(zhǔn)中關(guān)于諧波限值的要求。另有

一種高頻泵電路，在一些電子鎮(zhèn)流器電路中也有采用。其具體形式如圖4，對這個電路只要適當(dāng)調(diào)整C4、C8反饋電容值，合理選擇濾波電感LO、L1、L2的參數(shù)，也能滿足關(guān)于諧波限值的要求，通過3C認(rèn)證。它的性能在調(diào)整好參數(shù)的情況下，比圖3電路要好。只是電路中損耗較大，對反饋電容C4、C8、濾波電路及電解電容器的要求較高，是其不足之處。無源功率因數(shù)校正的電路還有一些其它形式，因?yàn)椴皇潜疚牡闹攸c(diǎn)，又受篇幅限制，故從略。

二。 有源功率因數(shù)校正的基本原理

有源功率因數(shù)校正的基本原理可用圖5所示的簡單電路來說明，它在圖1的基礎(chǔ)上增加了一個關(guān)鍵的、起著重要作用的功率因數(shù)控制器IC，由它控制MOS管VT1的開通與關(guān)斷，使輸入電流變成一連串的三角波，并且它的幅度按輸入電壓的正弦規(guī)律變化，就可以大大提高電路的功率因數(shù)。此電路由功率MOS開關(guān)管VT1、升壓電感L、升壓二極管VD、輸出電容C0及APFC控制器IC所組成。電路的具體的工作情況如下

（1）當(dāng)開關(guān)管VT1導(dǎo)通時

在APFC控制器輸出高電平（正方波）信號的控制下使VT1導(dǎo)通時，圖5變成如圖6所示的等效電路形式。開關(guān)管VT1導(dǎo)通，相當(dāng)于開關(guān)S1接通，此時二極管因受輸出直流電壓VO的反偏而截止，相當(dāng)于S2斷開。整流后在電容C1上得到的是一個單向的正弦電壓（電容C1的容量不能太大），將在電感L中產(chǎn)生電流?？紤]到開關(guān)管的開關(guān)頻率很高，一般都超過25kHZ以上，因此在開關(guān)的半個周期的短時間內(nèi)，輸入電壓uI可近似看作不變，電感電流上升的速率di/dt為常數(shù)（Ldi/dt=uI），電感電流直線上升，電感中儲存的磁能LiL2/2也隨電流的增加而增加。

當(dāng)電感電流的峰值增加到與該時刻輸入電壓大小相對應(yīng)的某一數(shù)值ILP時，APFC控制器便輸出低電平的開關(guān)信號，使開關(guān)管VT1截止，電流iL停止上升?？紤]到電流是直線上升的，有

LΔi/Δt=uI,

以Δi=ILP，Δt=ton分別表示三角波的上升幅度和上升時間（參看圖7），

則有 ILP=uIton/L

可見當(dāng)ton為固定值，則三角波的幅度 ILP反映了該時刻輸入電壓uI的變化。

（2）開關(guān)管VT1截止時

圖5電路可簡化為圖7形式。

由于電感電流iL不能突變，只能由原來的數(shù)值ILP線性下降。電感的磁能釋放出來，與輸入電壓相疊加，對電解電容器CO充電，電容上面的電壓顯然比輸入電壓高。因此這種電路稱為升壓式APFC電路。在開關(guān)管截止時，電感電流下降，并且按線性規(guī)律直線下降（Ldi/dt=VO-uI，在uI近似不變的條件下，也是常數(shù)）。一旦控制器檢測到電感電流下降到零時，它又輸出控制信號，使開關(guān)管再一次導(dǎo)通，開始下一個開關(guān)周期。

在上述控制下，輸入電流或電感電流是一串連續(xù)的直線上升、直線下降的三角波，只要三角波的峰值ILP，能夠跟隨并反映出輸入電壓的變化，那么它的平均值，即其峰值之半，就能按正弦規(guī)律變化，使功率因數(shù)接近于1。圖8是電感電流或輸入電流在APFC控制器控制下，電流變化的示意波形。

可見，在APFC控制器控制下，電感電流由零上升到一定數(shù)值（與該時刻的輸入電壓瞬時值成正比）然后下降到零、又上升，如此周而復(fù)始，電流不存在為零的死區(qū)時間，因此稱之為臨界導(dǎo)通模式（Critical conduction mode CrCM).，它是界于連續(xù)導(dǎo)通與斷續(xù)導(dǎo)通之間的臨界形式或過渡形式，因此，有的文獻(xiàn)又稱它為過渡模式（TM）或邊界導(dǎo)通模式（BCM）。

要使功率因數(shù)接近于1，控制器要控制兩個時間點(diǎn)：電流到零的時間點(diǎn)和電流到達(dá)峰值的時間點(diǎn)。對前者的控制，在各種IC控制器中采取相同的控制原理和手段，采用圖9所示電路。圖中升壓電感的副繞組，通過電阻接到IC的零電流檢測端(ZCD)，一旦電感電流下降到零，電感的感應(yīng)電動勢改變極性，大約為-1.8V，利用這一特點(diǎn)，由零電流檢測比較器輸出高電平信號到RS觸發(fā)器的S端，讓RS觸發(fā)器翻轉(zhuǎn)，PFC控制器的驅(qū)動輸出OUT變?yōu)楦唠娖?，正的開關(guān)信號將使外接MOS管開通。流過電感的電流再次由零線性上升。

至于如何控制到達(dá)峰值電流的時間點(diǎn)則有兩種方案，因而形成兩類不同的APFC控制器IC，下面分別討論之。

峰值電流控制APFC控制器的工作原理

峰值電流控制APFC電路如何控制其峰值電流可用圖10所示的簡化原理圖來說明。圖中虛線圍框內(nèi)表示IC中有關(guān)部分，其余是與IC相接的外圍電路。整流橋輸出的單向正弦電壓經(jīng)過電阻R1、R2分壓送到3腳，它反映輸入電壓的變化，其值大約為2~4V，由升壓二極管輸出的直流電壓VO也經(jīng)過電阻R3、R4分壓加到IC內(nèi)部的電壓誤差放大器（圖中以EA表示）的反相輸入端INV(1腳），反映電感電流的信號則由外接MOS管的源極電阻R8引出，

送到電流檢測端CS（4腳）。4腳經(jīng)內(nèi)部的RC濾波電路與電流檢測比較器（或稱峰值電流比較器）的反相端相連，乘法器的輸出VMO則接到比較器的同相端，作為比較器的基準(zhǔn)電壓。乘法器要在很寬的動態(tài)范圍內(nèi)具有很好的線性轉(zhuǎn)移特性，與它的兩個輸入電壓的乘積成正比，即

VM0=KVM1（VM2-VREF）

考慮到乘法器的一個輸入是由輸出電壓VO分壓得到的，在通常情況下，VO基本上變化很?。ㄔ谳敵鲭妷簽?00V時，電壓變化的峰--峰值大約只有5~10V左右）接近穩(wěn)定的直流電壓，這樣乘法器的輸出VMO的大小基本上與VM1成正比，反映了按正弦規(guī)律變化的輸入電壓。因此，當(dāng)流過電感的電流在RS上產(chǎn)生的壓降達(dá)到并超過由乘法器輸出所設(shè)定的基準(zhǔn)閾值VMO時，電流檢測比較器將輸出控制信號，送到RS觸發(fā)器的R端，使RS觸發(fā)器翻轉(zhuǎn)。這樣，IC的驅(qū)動輸出OUT變?yōu)榈碗娖?，將外接的MOS管關(guān)閉，電感電流達(dá)到其峰值不再增加。顯然，在這樣的條件下，峰值電流與該時刻的輸入電壓是成正比的

由于乘法器輸出還包括與APFC輸出電壓VO成正比的成分，如果VO有所變化，例如其值變小，則由于此輸入是加到誤差放大器的反相輸入，VM2-將上升，乘法器輸出VMO變大，電流檢測比較器將延長功率開關(guān)管的導(dǎo)通時間，增加升壓電感中儲存的能量，使VO升高；反之，則會縮短MOS管的導(dǎo)通時間，使VO減小，從而達(dá)到調(diào)整VO使其值趨于穩(wěn)定的目的。這種脈寬調(diào)制工作方式，在開關(guān)電源中是十分常見的

從以上分析可知，這種控制方式利用輸入電壓作為基準(zhǔn)信號，一旦電感電流上升到基準(zhǔn)信號所規(guī)定的閾值以后，IC控制器就送出關(guān)斷信號，將MOS管關(guān)斷，把三角波的電感電流峰值控制到與輸入電壓成正比。故稱這種方式為峰值電流控制法。

理論分析表明（見文獻(xiàn)1），在這種控制方式中，每個三角波的開通時間是不變的，而關(guān)斷時間是變化的，在輸入電壓低時（在過零附近），關(guān)斷時間最短，因而開關(guān)頻率最高。這帶來三個問題：其一，頻率高，電路中元件、特別是電感損耗大；其二，在電壓過零附近，輸入電流失真大（參看圖11），THD值變大；其三，一連串頻率很高的三角波，具有十分豐富的諧波含量，造成棘手的電磁干擾，所以，鎮(zhèn)流器采用這類控制心片后，EMC問題比較麻煩（參看文獻(xiàn)2），要想使鎮(zhèn)流器通過3C認(rèn)證，必須仔細(xì)調(diào)整濾波電路才成。