通用開關(guān)功率轉(zhuǎn)換器的電能回收電路設(shè)計方案

　　1.前言

　　最大限度地降低功率損耗，在不增加成本的前提下提高功率密度，是現(xiàn)代高能效開關(guān)電源面臨的主要挑戰(zhàn)。開關(guān)電源的設(shè)計目標是降低功率的通態(tài)損耗和開關(guān)損耗。

　　不顯著影響成本和功率密度而達到優(yōu)化功率通態(tài)損耗的目的是很難的，因為實現(xiàn)這個目標需要更多的材料，例如，晶片和銅線面積。與通態(tài)損耗不同，降低功率開關(guān)損耗而不大幅提高電源成本比較容易做到。降低功率開關(guān)損耗有兩個主要方法：改進半導(dǎo)體技術(shù)的動態(tài)特性或電路拓撲。

　　采用碳化硅和氮化鎵等材料的新型二極管可大幅降低開關(guān)損耗。然而，這些新產(chǎn)品的能效成本比并不適用于大眾市場，如臺式機電腦和服務(wù)器電源。

　　本文重點論述的專利電路［1］采用軟開關(guān)法，能效/成本/功率密度/EMI比優(yōu)于碳化硅高壓肖特基二極管，因此符合市場預(yù)期。

　　1.1. 二極管導(dǎo)通損耗

　　從200 W到2000W之間的大眾市場電源通常需要一個連續(xù)導(dǎo)通（CCM）的功率因數(shù)校正器（PFC）。要想提高功率轉(zhuǎn)換器的功率密度，就應(yīng)該提高開關(guān)頻率。然而，功率因數(shù)校正器的主要開關(guān)損耗是功率開關(guān)/整流器換向單元的損耗，提高開關(guān)頻率意味著更高的損耗。因為PN二極管產(chǎn)生的電壓電流交叉區(qū)損耗和反向恢復(fù)損耗［2］ ，如圖1.1所示，所以，主要功率損耗發(fā)生在功率開關(guān)的導(dǎo)通階段。

　　圖1：導(dǎo)通損耗與二極管類型和電流軟開關(guān)法對比

　　為降低PN二極管整流器引起的功率損耗，最近多家半導(dǎo)體廠家推出了采用碳化硅和氮化鎵技術(shù)的高壓肖特基二極管。盡管半導(dǎo)體廠商付出努力，但是仍然不能消除在晶體管導(dǎo)通過程中發(fā)生的電流電壓交叉區(qū)，如圖1.2所示的。與PN二極管不同，碳化硅二極管能夠提高dI/dt斜率，而二極管的反向恢復(fù)電流沒有提高。因此，開關(guān)時間變小，導(dǎo)通功率損耗也隨著變小，但是不能徹底消失。今天，為遵守EMI電磁干擾防護標準，在功率因數(shù)校正器設(shè)計內(nèi)，碳化硅二極管導(dǎo)通dI/dt最大值約1000 A/μs，而傳統(tǒng)的PN二極管的dI/dt值為 300 A/μs。

　　1.2.軟導(dǎo)通法

　　另一種降低導(dǎo)通損耗的方法是使用一個軟開關(guān)法，增加一個小線圈L來控制dI/dt斜率。該解決方案消除了在晶體管導(dǎo)通過程中發(fā)生的電流/電流交叉區(qū)和PN二極管反向恢復(fù)電流效應(yīng)，如圖1.3所示。電流軟開關(guān)解決方案不是新技術(shù)，但是必須達到相關(guān)的技術(shù)標準：

　　1.在每個開關(guān)周期重置線圈L的電流（不管電流、輸入和輸出電壓如何變化）。

　　2.無損恢復(fù)線圈貯存的感應(yīng)能量。

　　3.抑制半導(dǎo)體器件上的任何過壓和過流應(yīng)力。

　　4.當增加任何器件時保持成本不增加。

　　5.保持相似的功率密度。

　　很多電路都可以分為兩大類：有源恢復(fù)電路和無源恢復(fù)電路。

　　1.3.有源恢復(fù)電路

　　在有源恢復(fù)電路中，零壓轉(zhuǎn)換（ZVT）電路［3］是設(shè)計人員非常熟悉的電路，如圖2所示。 這種電路可以根除導(dǎo)通功率損耗和關(guān)斷功率損耗。

　　圖2： ZVT：有源恢復(fù)電路

　　從理論上講，因為所有的開關(guān)損耗都被消除，零壓轉(zhuǎn)換（ZVT）是功率因數(shù)校正（PFC）應(yīng)用最理想的拓撲。此外，不管輸入和輸出功率如何變化，這種電路都能正常工作。然而，在實際應(yīng)用中，升壓二極管DB的反向恢復(fù)電流對零壓轉(zhuǎn)換電路的影響非常明顯，致使電感和最小占空比都受到一定程度的限制。因為小線圈L上的重置電流，D2 的反向恢復(fù)電流包含高應(yīng)力電壓和寄生阻尼振蕩。最后，PN二極管的動態(tài)特性影響零壓轉(zhuǎn)換（ZVT）電路的總體能效，因為這個晶體管的導(dǎo)通時間應(yīng)該增加，而且為降低半導(dǎo)體器件遭受的電應(yīng)力，必須增加一個有損緩沖器。

　　從成本上看，零壓轉(zhuǎn)換（ZVT）電路需要增加一個功率MOSFET開關(guān)管和一個專用的PWM控制器。雖然市面有多種不同的零壓轉(zhuǎn)換（ZVT）電路，但是仍然無法克服上述技術(shù)難題，而且高昂的成本根本不適合大眾市場應(yīng)用。因此，無源恢復(fù)電路更有吸引力。

　　1.4.無源恢復(fù)電路

　　圖3所示電路是一個很好的無源恢復(fù)電路示例［4］；只需另增兩個二極管和一個諧振電容。

　　圖3：無源恢復(fù)電路

　　當外部條件不變時，這個電路工作良好。不過，在功率因數(shù)校正應(yīng)用中設(shè)計這種電路難度很大，這是因為小線圈的重置電流受到升壓二極管的反向恢復(fù)電流和外部電氣條件的限制。

　　盡管無損無源電路只需很少的元器件，不幸地是因為技術(shù)原因，這種電路在功率因數(shù)校正應(yīng)用中不可行。這個示例表明，雖然電流緩沖法已被人們熟知，但是在不影響前文提到的五大標準的前提下，通過使用電流緩沖法恢復(fù)小線圈L的能量是目前無法克服的技術(shù)挑戰(zhàn)。

　　2.BC2：能量恢復(fù)電路

　　這個創(chuàng)新的電路［1］是按照軟開關(guān)標準設(shè)計的，如圖4所示，為恢復(fù)小線圈L貯存的電能，在升壓線圈LB 附近新增兩個二極管 D1和D2 和兩個輔助線圈NS1和NS2 。

　　圖4：新型能量恢復(fù)電路：BC2

　　2.1.概念描述

　　當晶體管導(dǎo)通時，線圈NS1 在主升壓線圈內(nèi)恢復(fù)升壓二極管DB的反向恢復(fù)電流IRM 。因為交流輸入電壓調(diào)制LB電壓，所以它也調(diào)制NS1上的反射電壓。此外，這個輸入電壓還調(diào)制升壓二極管電流IDB及其相關(guān)的反向恢復(fù)電流IRM。這些綜合調(diào)制過程讓流經(jīng)小線圈L的額外的反向恢復(fù)電流 IRM 在線圈NS1 內(nèi)重置，即便在最惡劣的情況下也是如此。當晶體管關(guān)斷時，輔助線圈NS2把小線圈L的額外電流注入到輸出電容。線圈NS2 上的反射電壓與輸入電壓是一種函數(shù)關(guān)系，當交流線處于低壓時，反射電壓達到最大值，與小線圈L的最大電流值對應(yīng)。這些綜合變化使流經(jīng)小線圈L的電流通過二極管D2 消失在體電容內(nèi)，即便在最惡劣的情況下也是如此。當dI/dt 斜率（大約10 A/μs）較低時，例如，在開關(guān)轉(zhuǎn)換器的斷續(xù)模式下，這兩個附加線圈NS1和NS2 用于關(guān)斷二極管D1 和D2; 二極管的反向恢復(fù)電流不會影響電路特性。我們可以說，這個概念“在電路內(nèi)回收電流”，因此稱之為BC2。

　　2.2. 相位時序描述

　　變壓比m1 和m2 是線圈NS1和NS2 分別與NP的比值。

　　相位 ［ t0前］

　　在t0前，BC2電路的特性與傳統(tǒng)升壓轉(zhuǎn)換器的特性相同。升壓二極管DB 導(dǎo)通，通過體電容器發(fā)射主線圈能量。

　　相位 ［t0， t1］

　　在t0時，功率MOSFET導(dǎo)通，DB 的電流等于I0。在t0+時，電流軟開關(guān)啟動，即在零電流時，功率MOSFET的電壓降至0V，無開關(guān)損耗。在t0后，流經(jīng)小線圈L的電流線性升高，達到輸入電流I0和二極管反向恢復(fù)電流IRM的總合為止，而流經(jīng)DB 的電流線性降至-IRM。

　　圖5 真實地描述了這些電流的變化，并考慮到了m2 變壓比。下面是晶體管TR和升壓二極管DB的dI/dt簡化表達式 ：

　　此外，在t0 +時，功率MOSFET的固有電容COSS 被放電，電阻是晶體管的導(dǎo)通電阻RDS（on）。與功率校正電路不同，晶體管漏極上的電壓較低，因為VNS2反射電壓是從VOUT抽取的，這個特性讓BC2 電路具有一個優(yōu)點，在低輸出負荷時，可以節(jié)省電能，利用下面的公式可以算出節(jié)省的電能：

　　因此，BC2 還降低了關(guān)斷損耗。

　　相位［t1， t2］

　　在t1+時，升壓二極管DB 關(guān)斷，過流IRM被貯存小線圈內(nèi)，過流使DB 結(jié)電容線性放電。同時，主線圈上的電壓極性發(fā)生變化，直到D1 二極管導(dǎo)通為止。與此同時，過流IRM 被變壓比m1降低，然后被發(fā)射到主線圈內(nèi)。<