雙環(huán)控制策略的有源功率因數(shù)校正電源研究

1、引言

開關電源已成為電網最主要的諧波源之一。為了減小開關穩(wěn)壓電源對供電電網的污染和對外部電子設備的干擾，電源中普遍采用了功率因數(shù)校正（power factor correction, PFC）技術。功率因數(shù)校正技術的作用是在電網與負載之間插入校正環(huán)節(jié)，使輸入電流波形逼近輸入電壓波形，以提高功率因數(shù)并限制開關電源的諧波電流對電網的污染。

由于單一的電壓環(huán)控制系統(tǒng)的特點是結構簡單，設計方便，但是當系統(tǒng)受到某種擾動時，例如，輸入電壓波動、元件參數(shù)變化和負載突變，系統(tǒng)中的各電氣變量均會發(fā)生變化。而這些變化只有等到輸出電壓發(fā)生變化以后，電壓控制環(huán)才起調節(jié)作用。因此，在瞬態(tài)過程中，單環(huán)系統(tǒng)的輸出電壓可能會產生較大幅度的波動，甚至造成系統(tǒng)出現(xiàn)不穩(wěn)定現(xiàn)象[1][3]。

一般說來，開關變換器的小信號交流等效電路為二階電路。根據(jù)最優(yōu)控制理論，實現(xiàn)全狀態(tài)反饋的系統(tǒng)是最優(yōu)控制系統(tǒng)，可以實現(xiàn)動態(tài)響應的誤差平方積分指標最小[2]。因此，在開關調節(jié)系統(tǒng)中取輸出電壓和電感電流兩種反饋信號實現(xiàn)雙環(huán)控制是符合最優(yōu)控制理論的[4]。

基于雙環(huán)調節(jié)系統(tǒng)可以提高系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)和動態(tài)性能的優(yōu)點，本文中，基于功率因數(shù)校正和脈寬調制穩(wěn)壓變換一體的開關電源控制芯片UCC38500，設計了一臺輸出電壓48V，輸出功率300W的功率因數(shù)校正電源樣機。文中討論了該樣機的設計與控制方法，給出了電流內環(huán)和電壓外環(huán)的設計過程。試驗結果表明，所設計的樣機控制電路簡單，運行可靠,性能基本達到設計指標。

2、工作原理

圖1給出所設計的樣機的電路原理框圖。前級采用Boost拓撲結構的PFC電路，在實現(xiàn)功率因數(shù)校正的同時把輸入電壓提升到直流385V；后級為應用雙管正激拓撲結構的PWM電路，把385V直流母線電壓降低到48V，實現(xiàn)輸入與輸出的電氣隔離。

前級功率因數(shù)校正環(huán)節(jié)基于平均電流控制原理，采用電壓控制環(huán)和電流控制環(huán)的雙閉環(huán)控制方式，其中電壓控制環(huán)使Boost電路輸出的直流母線電壓更穩(wěn)定；電流控制環(huán)使輸入電流接近正弦波。控制過程如下：經取樣的直流母線電壓與基準電壓信號相比較，通過電壓誤差放大器輸出電壓誤差放大信號。該信號與取樣后的電源正弦半波信號相乘，作為電流誤差放大器的基準電流信號。被檢測的電感電流，在電壓誤差放大器中與基準電流相比較，經電流誤差放大器后與給定的鋸齒波比較，提供某一數(shù)值的占空比信號，經驅動器輸出驅動信號，驅動開關管，這就形成了電流環(huán)。電流誤差能被迅速而精確地校正，從而保證電流控制精度。

圖1 電路原理框圖

后級DC/DC功率級變換也采用雙閉環(huán)控制方式。電流內環(huán)采用峰值電流控制模式，對開關電流的峰值進行逐個脈沖采樣控制。電壓誤差放大器輸出信號，通過光耦隔離，產生電流參考信號。被采樣電阻檢測的開關電流與電流參考信號比較，經驅動器輸出兩路隔離的驅動信號。

3、電路設計

電路設計基于UCC38500控制芯片，其PFC與PWM的開關頻率比為1：1。設計的主要電路參數(shù)為：輸入電壓，直流母線電壓，電路開關頻率，功率因數(shù)PF=1，輸出功率P0=300W，輸出電壓V0=48V,前級PFC中電感電流采樣電阻的大小,濾波電容大小為

（1）升壓電感的設計。

由于磁粉芯材料具有磁導率小，線性度高、飽和磁密大，工作頻率范圍寬。所以廣泛的被用于功率因

數(shù)校正電感的設計。所以在設計中電感的型號選用性價比較高的26#鐵粉芯。

2）電流控制環(huán)補償網絡設計。

在平均電流模式中，如果電流補償網絡的增益太大，就會造成補償網絡的輸出電壓的最大值超過鋸齒波的峰值或者說輸出電壓的波形不會與鋸齒波相交，則放大器就工作在飽和的工作狀態(tài)，導致系統(tǒng)的不穩(wěn)定。所以在設計該系統(tǒng)時，PWM比較器中的兩個輸入信號的斜率滿足文獻[4]中提到的斜坡匹配標準，即：電感電流下降的斜率不能超過鋸齒波上升的斜率。

在Boost-PFC系統(tǒng)中，假定Vm為鋸齒波的峰峰值，本設計中Vm=4.32V，則電感電流下降的斜率K1，和鋸齒波上升的斜率K2可以分別表示為：

在最壞的情況下，即,故有，當K1=K2時即電流補償網絡的最大增益為：

所以中頻段的增益為：

取電流誤差放大器的穿越頻率為，由于補償網絡在穿越頻率處具有平坦的特性，提供了大于450的相位裕量。所以將零點設置在處，即，則有

由于Boost系統(tǒng)在穿越頻率處含有右半平面的零點[1]，所以高頻極點設置在開關頻率處。所以前級PFC的開環(huán)傳遞函數(shù)[1]為：

運用MATLAB仿真，仿真結果見圖2（b）?？梢?，穿越頻率為8.63kHz，相位裕量為57°。所以補償網絡的設計是合理的。

(a) 電流誤差放大器結構圖 (b) 幅頻特性和相頻特性

圖2 電流誤差放大器

為了使補償網絡的中頻段有足夠的帶寬，以增加相位裕量，?。?img onload="if(this.width>620)this.width=620;" onclick="window.open(this.src)" style="cursor:pointer" border=0 src="http://editerupload.eepw.com.cn/fetch/20140213/232013_1_20.jpg">。所以根據(jù)上面的計算公式得出：，，

3）電壓控制環(huán)補償網絡設計。

圖3示出電壓誤差放大器的電路結構圖。芯片內部本身提供基準，由于上的紋波是輸入電壓的二次諧波（100Hz），所以電壓外環(huán)的帶寬要求遠小于100Hz的正弦半波頻率，電壓控制環(huán)的補償網絡的有效設計不僅有助于系統(tǒng)的穩(wěn)定，而且可以減小直流母線電壓上的紋波在總諧波畸變中的比重[5]。

文獻[6]中提到，輸出直流母線上的紋波電壓的峰值為：

假定電壓環(huán)對總諧波畸變的比重為0.75%，所以電壓誤差放大器的增益為：

圖3 電壓誤差放大器結構圖

所以：

3.2 后級DC/DC設計

由圖1可見，后級DC/DC變換的主電路采用雙管正激變換電路。采用峰值電流控制模式，其主要優(yōu)點是具有良好的動態(tài)特性，同時實現(xiàn)降低功率損耗的目的。DC/DC變換采用后沿觸發(fā)的、同步于Boost和PWM電路中功率開關最小重疊時間的調制器，減小輸出端濾波電容上的紋波電流[4]。

相比于平均電流模式，峰值電流模式有可能會產生次諧波振蕩，因此需要在電流誤差放大器的輸入端加入斜坡補償信號[1]。

在本設計中斜坡補償信號取自芯片內部的振蕩器。圖4示出本設計的斜坡補償方法。

圖4 斜坡補償方法

電流誤差放大器和電壓誤差放大器的設計與前級PFC電路的設計基本類似。電流內環(huán)由采樣電阻得到峰值電流信號；電壓外環(huán)亦采用常規(guī)零、極點補償，電壓外環(huán)帶寬取為1kHz。實現(xiàn)較好的動態(tài)和穩(wěn)態(tài)效果。

4 試驗結果與結論

對本文設計的樣機進行了實驗研究，其中交流輸入電壓。圖5(a)給出了PFC電路開關管的驅動電壓和漏源電壓波形。圖5(b)給出了滿載時電網測電壓與電網測電流的波形（電流的采樣通過在輸入端串聯(lián)電阻，為采樣電阻上的電壓波形）。

圖6(a)給出后級DC/DC功率級雙管正激開關管的漏源電壓。圖6(b)給出高頻變壓器一次測電壓波形。圖6(c)給出DC/DC級輸出電壓波形。

(a) 雙管正激開關管波形

(b) 高頻變壓器一次測電壓波形

(c) DC/DC級輸出電壓波形

圖6 雙管正激開關管、高頻變壓器一次測電壓和DC/DC級輸出電壓波形

實驗結果表明，本文所設計的基于雙閉環(huán)控制策略的功率因數(shù)校正電源，其性能指標達到設計要求，控制電路設計明顯簡化?；趶秃峡刂菩酒淖吭娇刂颇芰蜆O低的價位為提高中小功率的開關電源的功率因數(shù)，抑制諧波污染，實現(xiàn)綠色用電革命，開辟了新前景。