電流型PWM 控制器在24V電源中的應(yīng)用

1 雙環(huán)電流型PWM控制器工作原理

雙環(huán)24V電源電流型脈寬調(diào)制( PWM) 控制器是在普通電壓反饋PWM 控制環(huán)內(nèi)部增加了電流反饋的控制環(huán)節(jié),因而除了包含電壓型PWM 控制器的功能外,還能檢測(cè)開關(guān)電流或電感電流,實(shí)現(xiàn)電壓電流的雙環(huán)控制。雙環(huán)電流型PWM控制器電路原理如圖1 所示。

從圖1 可以看出,24V電源電流型控制器有兩個(gè)控制閉合環(huán)路:一個(gè)是輸出電壓反饋誤差放大器A ,用于與基準(zhǔn)電壓比較后產(chǎn)生誤差電壓;另一個(gè)是變壓器初級(jí)(電感) 中電流在Rs 上產(chǎn)生的電壓與誤差電壓進(jìn)行比較,產(chǎn)生調(diào)制脈沖的脈寬,使得誤差信號(hào)對(duì)峰值電感電流起著實(shí)際控制作用。

系統(tǒng)工作過程如下:假定輸入電壓下降,整流后的直流電壓下降,經(jīng)電感延遲使輸出電壓下降,經(jīng)誤差放大器延遲,Vea上升,占空比變化,從而維持輸出電壓不變,在電流環(huán)中電感的峰值電流也隨輸入電壓下降,電感電流的斜率di/dt 下降, 導(dǎo)致斜坡電壓推遲到達(dá)Vea ,使PWM占空比加大,起到調(diào)整輸出電壓的作用。由于既對(duì)電壓又對(duì)電流起控制作用,所以控制效果較好在實(shí)際中得到廣泛應(yīng)用。

2 雙環(huán)電流型PWM控制器的特點(diǎn)

a) 由于輸入電壓Vi 的變化立即反映為電感電流的變化,不經(jīng)過誤差放大器就能在比較器中改變輸出脈沖寬度(電流控制環(huán)) ,因而使得系統(tǒng)的電壓調(diào)整率非常好,可達(dá)到0.01 %/V ,能夠與線性移壓器相比。

b) 由于24V電源雙環(huán)控制系統(tǒng)內(nèi)在的快速響應(yīng)和高穩(wěn)定性,反饋回路的增益較高,不會(huì)造成穩(wěn)定性與增益的矛盾,使輸出電壓有很高的精度。

c) 由于Rs 上感應(yīng)出峰值電感電流,只要Rs 上電平達(dá)到1 V ,PWM控制器就立即關(guān)閉,形成逐個(gè)脈沖限流電路,使得在任何輸入電壓和負(fù)載瞬態(tài)變化時(shí),功率開關(guān)管的峰值電流被控制在一定范圍內(nèi),在過載和短路時(shí)對(duì)主開關(guān)管起到有效保護(hù)。

d) 誤差放大器用于控制,由于負(fù)載變化造成的輸出電壓變化,使得當(dāng)負(fù)載減小時(shí)電壓升高的幅度大大減小,明顯改善了負(fù)載調(diào)整率。

e) 由于系統(tǒng)的內(nèi)環(huán)是一個(gè)良好的受控電流放大器,所以把電流取樣信號(hào)轉(zhuǎn)變成的電壓信號(hào)和一個(gè)公共電壓誤差放大器的輸出信號(hào)相比較,就可以實(shí)現(xiàn)并聯(lián)均流,因而系統(tǒng)并聯(lián)較易實(shí)現(xiàn)。

3 雙環(huán)電流型PWM控制器功率因數(shù)校正

正是基于以上特點(diǎn),電流型PWM 控制器在實(shí)際應(yīng)用中被越來越廣泛地采用。對(duì)它采用功率因數(shù)校正技術(shù),可以有效地減少高次諧波對(duì)電網(wǎng)的干擾,減小功耗,具有較大的實(shí)際意義。

3.1 功率因數(shù)校正方法

功率因數(shù)校正主要有兩種方法:一種是將電網(wǎng)上公用負(fù)載端并接一個(gè)專用的功率變換器,對(duì)無功和諧波進(jìn)行補(bǔ)償;另一種是將負(fù)載的整流電路與濾波電容之間增加一個(gè)功率變換電路,將輸入電流校正成與電網(wǎng)電壓相近的正弦波。實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)校正在CCM 和DCM下可采用乘法器和電壓跟隨器實(shí)現(xiàn),框圖如圖2所示。

3.2 電流型PWM控制器功率因數(shù)校正方法

由于乘法器的價(jià)格昂貴,改用加法電路來實(shí)現(xiàn)乘法器的功能。為了使電感電流的包絡(luò)為正弦,必須使電流檢測(cè)比較器反相輸入端的輸入電壓為正弦饅頭波,基本電路如圖3 所示。

當(dāng)N1 負(fù)端加上電整流取樣而得到正弦饅頭波時(shí),經(jīng)二極管降壓及電阻分壓,加到電流感應(yīng)比較器負(fù)端信號(hào)為1/3 的正弦饅頭波,從而使電感電流的包絡(luò)正弦化。當(dāng)然,在實(shí)際使用中還需要進(jìn)行閉環(huán)控制,才能夠得到穩(wěn)定的輸出電壓。

4 電流型PWM控制器斜坡補(bǔ)償方法

4.1 峰值電流與平均輸出電感電流

由于24V電源功率開關(guān)管的峰值電流由PWM 控制器保持恒定控制,也就是說,電感的峰值電流也保持恒定,但直流輸出電壓正比于輸出電流平均值而不是峰值電流,當(dāng)輸入電壓減小時(shí),為了使電流恒定,占空比將調(diào)節(jié)為δ2 ,這時(shí)平均電流將上升為I2 ,輸出電壓也將上升。在電壓型控制器中將不會(huì)出現(xiàn)這種問題,但在電壓型控制器件下,僅有輸出電壓得到控制。因此,為了解決以上問題,在電流型控制器中需采用斜坡補(bǔ)償加以解決。為了維持一個(gè)恒定的平均電流(輸出電壓) ,要求有一個(gè)與占空比無關(guān)的電流波形補(bǔ)償斜坡,當(dāng)( Ns/Np ) Rs ( m2/2) = m 成立時(shí),輸出電感平均電流與Ton無關(guān),則保持了輸出電壓恒定。如圖4 所示。

4.2 斜坡補(bǔ)償?shù)膶?shí)現(xiàn)

斜坡補(bǔ)償可以用圖5 所示電路來實(shí)現(xiàn)。一般,R1的阻值預(yù)先設(shè)定,再計(jì)算R2 的阻值,很重要的一點(diǎn)是R2 的阻值應(yīng)足夠高,以避免使振蕩器產(chǎn)生振蕩頻率漂移。

從斜坡端接電阻R2 至電流感應(yīng)端,這時(shí)Rs 上的感應(yīng)電壓增加斜坡的斜率與平滑的誤差電壓進(jìn)行比較,這在占空比達(dá)到50 %以上時(shí)非常有效。R2 阻值的一般計(jì)算步驟如下:

a ) 計(jì)算次級(jí)電感下斜坡: S1 = di/dt ( 單位為A/μs) ;

b) 計(jì)算初級(jí)電感下斜坡: S2 = S1 Ns/Np (單位為A/μs) ;

c) 計(jì)算檢測(cè)電阻上的斜坡電壓: V1 = S2 Rs (單位為V/μs) ;

d) 計(jì)算定時(shí)電容器CT 上的振蕩器斜坡電壓: S =dVosc/Ton (單位為V/μs) ;

e) 若令斜坡補(bǔ)償量M = 0.75 ,R1 的阻值R1 設(shè)為1 kΩ ,則R2 = R1 ( Vs/VS2 ) M。

5 結(jié)束語

隨著24V電源電流型PWM 控制器被越來越廣泛地應(yīng)用,正確掌握使用方法可以節(jié)約大量設(shè)計(jì)時(shí)間,并能取得較好的設(shè)計(jì)效果,因而是使用這一類控制器必須注意的問題。