電源變換器中電流模式和電壓模式相互轉(zhuǎn)化

目前，電壓模式和電流模式是開關(guān)電源系統(tǒng)中常用的兩種控制類型。通常在討論這兩種工作模式的時候，所指的是理想的電壓模式和電流模式。電流模式具有動態(tài)響應(yīng)快、穩(wěn)定性好和反饋環(huán)容易設(shè)計的優(yōu)點，其原因在于電流取樣信號參與反饋，抵消了由電感產(chǎn)生的雙極點中的一個極點，從而形成單階的系統(tǒng)；但正因為有了電流取樣信號，系統(tǒng)容易受到電流噪聲的干擾而誤動作。電壓模式由于沒有電流取樣信號參與反饋，系統(tǒng)也就不容易受到電流噪

然而，在實際的應(yīng)用中，通?？此茷殡妷耗Ｊ降拈_關(guān)電源系統(tǒng)，即系統(tǒng)沒有使用電流取樣電阻檢測電流信號，但也會采用其它的方式引入一定程度的電流反饋，從而提高系統(tǒng)動態(tài)響，如：利用輸出電容 ESR 取樣加入平均電流模式，通過輸入電壓前饋加入電流模式。另一方面，看似為電流模式的開關(guān)電源系統(tǒng)，在輸出輕載或無負(fù)載時，系統(tǒng)會從電流模式進入電壓模式。在使用大的電感時，或在占比大于 0.5 加入斜坡補償后，系統(tǒng)會從電流模式向電壓模式過渡。本文將討論這些問題，從而幫助工程師在遇到系統(tǒng)不穩(wěn)定的時候從理論上分析，找到解決問題的辦法。

1 電壓模式的工作原理

電壓模式的控制系統(tǒng)如圖 1 所示。反饋環(huán)路只有一個電壓環(huán)，電壓外環(huán)包括電壓誤差放大器，反饋電阻分壓器和反饋補償環(huán)節(jié)。電壓誤差放大器的同相端接到一個參考電壓Vref，反饋電阻分壓器連接到電壓誤差放大器反相端 VFB，反饋環(huán)節(jié)連接到 VFB和電壓誤差放大器的輸出端 VC。輸出電壓微小的變化反映到 VFB管腳，VFB管腳電壓與參考電壓的差值被電壓誤差放大器放大，然后輸出，輸出值為 VC。

電壓誤差放大器輸出連接到 PWM 比較器的同相端，PWM 比較器的反相端輸入信號為斜波發(fā)生器的輸出的連續(xù)鋸齒波，由時鐘同步信號產(chǎn)生。

每一個開關(guān)周期開始時，PWM 比較器的反相端電壓為 0，PWM 比較器輸出為高電平，高端的主 MOSFET 導(dǎo)通，電感所加的電壓為正，電感激磁，電流線性上升；PWM 比較器的反相端電壓所加的電壓為時鐘同步信號產(chǎn)生的鋸齒波，電壓從 0 開始上升。

當(dāng) PWM 比較器的反相端電壓增加到等于電壓誤差放大器輸出電壓 VC時，PWM 比較器輸出從高電平翻轉(zhuǎn)，輸出低電平，高端的主 MOSFET 關(guān)閉，低端的同步 MOSFET 或續(xù)流二極管導(dǎo)通，電感所加的電壓為負(fù)，電感去磁，電流線性下降。下一個開關(guān)周期開始的時鐘同步信號到來時，主 MOSFET 又導(dǎo)通，如此反復(fù)。

從電壓模式工作原理可以看到，系統(tǒng)沒有內(nèi)置的限流功能保護電路，同時對輸入和輸出的瞬變響應(yīng)緩慢。為了提高系統(tǒng)的可靠性，需要外加限流保護電路，注意到限流保護電路只起限流的作用，并不參與系統(tǒng)的內(nèi)部的反饋調(diào)節(jié)。

圖1：電壓模式的控制系統(tǒng)圖

電壓模式為單反饋環(huán)控制系統(tǒng)，環(huán)路增益是輸出電容 ESR 的函數(shù),因此反饋補償設(shè)計比較復(fù)雜，需要更多額外的器件仔細(xì)設(shè)計補償環(huán)路，來優(yōu)化負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)。另外，需要電解電容或鉭電容穩(wěn)定控制回路以維持良好的高頻響應(yīng)；在相同均方根工作電流的需求下，相同電容值的電解電容或鉭電容比陶瓷電容的體積更大，同時輸出電壓的波動也更大。同時，由于環(huán)路的增益是輸入電壓的函數(shù),需要輸入電壓前饋。用于限流控制的電流檢測緩慢不準(zhǔn)確。如果多個電源和多個并聯(lián)相位操作,需要外部電路進行均流控制。另一方面，由于電流信號不參與反饋，系統(tǒng)不會受到電流噪聲的干擾。

電壓模式的反饋設(shè)計通常取穿越頻率為1/5-1/10的開關(guān)頻率。環(huán)路補償采用III類補償網(wǎng)絡(luò)：3個極點和2個零點 [1]。2個零點安排在L-C諧振雙極點附近，以抵消雙極點產(chǎn)生的相位延遲；低頻積分電路用以提高的低頻直流增益；2個高頻極點以產(chǎn)年高頻噪聲衰減，保證在0dB穿越頻率以上環(huán)路增益保持下降。

2 電流模式的工作原

電流模式的控制系統(tǒng)如圖 2 所示。在電流模式的結(jié)構(gòu)中，反饋有二個環(huán)路：一個電壓外環(huán)，另一個是電流的內(nèi)環(huán)。電壓外環(huán)包括電壓誤差放大器，反饋電阻分壓器和反饋補償環(huán)節(jié)。電壓誤差放大器的同相端接到一個參考電壓 Vref，反饋電阻分壓器連接到電壓誤差放大器反相端 VFB，反饋環(huán)節(jié)連接到 VFB和電壓誤差放大器的輸出端 ITH。若電壓型放大器是跨導(dǎo)型放大器，則反饋環(huán)節(jié)連接到電壓誤差放大器的輸出端 ITH和地。目前，在高頻 DCDC 的應(yīng)用
中，跨導(dǎo)型放大器應(yīng)用更多。本文就以跨導(dǎo)型放大器進行討論。輸出電壓微小的變化反映到VFB管腳， VFB管腳電壓與參考電壓的差值被跨導(dǎo)型放大器放大，然后輸出，輸出值為 VITH，跨導(dǎo)型放大器輸出連接到電流比較器的同相端，電流比較器的反相端輸入信號為電流檢測電阻的電壓信號 VSENSE。由此可見，對于電流比較器，電壓外環(huán)的輸出信號作為電流內(nèi)環(huán)的給定信號。對于峰值電流模式，工作原理如下：在時鐘同步信號到來時，高端的主開關(guān)管開通，電感激磁，電流線性上升，電流檢測電阻的電壓信號也線性上升，由于此時電壓外環(huán)的輸出電壓信號高于電流檢測電阻的電壓，電流比較器輸出為高電壓；當(dāng)電流檢測電阻的電壓信號繼續(xù)上升，直到等于電壓外環(huán)的輸出電壓信號時，電流比較器的輸出翻轉(zhuǎn)，從高電平翻轉(zhuǎn)為低電壓，邏輯控制電路工作，關(guān)斷高端的主開關(guān)管的驅(qū)動信號，高端的主開關(guān)管關(guān)斷，此時電感開始去磁，電流線性下降，到一個開關(guān)周期開始的時鐘同步信號到來，如此反復(fù) [2]。

圖2：電流模式的控制系統(tǒng)圖

電流模式的Buck變換器需要精密的電流檢測電阻并且這會影響到系統(tǒng)的效率和成本，但電流模式有更多的優(yōu)點：①反饋內(nèi)在cycle-by-cycle峰值限流；②電感電流真正的軟起動特性；③精確的電流檢測環(huán)；④輸出電壓與輸入電壓無關(guān)，一階的系統(tǒng)容易設(shè)計反饋環(huán)，動態(tài)響應(yīng)快、系統(tǒng)的穩(wěn)定余量大穩(wěn)定性好，增益帶寬大，即便是輸出只用陶瓷電容，也容易設(shè)計補償，補償管腳只用簡單RC網(wǎng)絡(luò)就能對輸出負(fù)載瞬態(tài)作出穩(wěn)定響應(yīng)；⑤精確、快速的電流均流，易實現(xiàn)多相位/多變換器的并聯(lián)操作得到更大輸出電流；⑥允許大的輸入電壓紋波從而減小輸入濾波電容，提高了輸入的功率因素；輸出允許用陶瓷電容，因此這種模式更省空間、省成本、體積更小、價格更便宜。但是，峰值電流模式中占空比大于50%時，系統(tǒng)的開環(huán)不穩(wěn)定，產(chǎn)生次諧波振蕩；而且系統(tǒng)會受到電流噪聲的干擾而誤動作。

3 理的電壓模式向電流電模式轉(zhuǎn)化

3.1 1 理想電壓模式中輸出電容 ESR 取樣形成的平均電流模式理想的電壓模式

在一定的反饋網(wǎng)絡(luò)參數(shù)下，很難在整個電壓輸入范圍和輸出負(fù)載變化范圍內(nèi)都能穩(wěn)定的工作。輸出負(fù)載變化可以通過加大輸出電容同時使用 ESR 值大的電容來優(yōu)化其動特性，盡管這樣做導(dǎo)致系統(tǒng)的成本和體積增加，同時增大輸出的電壓紋波。 通常，從直觀上理解，輸出電容 ESR 和輸出電容形成一個零點，對于電流模式，這個零點不是必需的，因為電流模式是單階的系統(tǒng)，而且這個零點導(dǎo)致高頻的增益增加，系統(tǒng)容易受到高頻噪聲的干擾。所以電流模式或者使用 ESR 極低的陶瓷電容，使 ESR 零點提升到更高的頻率，就不會對反饋系統(tǒng)產(chǎn)生作用，或者再加入一個極點以抵消零點在高頻段的作用，加入極點的方法就是在 ITH 管腳并一個對地的電容。

電壓模式是 LC 形成的二階系統(tǒng)，這個零點的引入可以一定的程度上抵消 LC 雙極點的一個極點，使其向單階系統(tǒng)轉(zhuǎn)化。ESR 越大，作用越明顯。因此電壓模式輸出電壓通常使用 ESR大的電容。

另一方面，注意到，輸出電壓為：

VCO為輸出電容的容抗上的電壓，?IL為電感的紋波電流，?IL= α ?Iout，α 為電流紋波系數(shù)，一般取 0.2 ~ 0.4。

輸出電壓的小信號值為：

若 ESR 小，式中后面的一項基本可以忽略；但是，由于電壓模式通常使用 ESR 值較大的輸出電容，這樣 ESR 就不可以忽略，由于 ESR 的作用，相當(dāng)于在輸入電壓的反饋信號中引入了一定程度的電流模式，電流模式反饋量為： ?(ESR ? α ? Iout )

輸出電容的 ESR 將采樣的電流信號送到電壓誤差放大器的輸入端，和輸出電壓信號加在一起，經(jīng)過電壓誤差放大器放大，再送到 PWM 比較器，其工作的原理相當(dāng)于平均電流反饋。在電壓模式中，使用 ESR 大的輸出電容，相當(dāng)于引入一定程度的平均電流模式，從而增加系統(tǒng)對輸出負(fù)載變化的動態(tài)響應(yīng)，提高系統(tǒng)的穩(wěn)定性。

3.2 理想電壓模式中輸入電壓前饋形成的電流模式

對于輸入電壓的變化，目前通常采用輸入電壓前饋技術(shù)，來提高系統(tǒng)對輸入電壓變化的響應(yīng)。輸入電壓前饋如圖 3 所示。圖中的實線鋸齒波為內(nèi)部時鐘信號產(chǎn)生的斜率固定為 k 的正常鋸齒波，在沒有電壓前饋時，產(chǎn)生的占空比為 d ? Ts ，則有以下公式：

Vc = k ? d ? Ts

輸入電壓前饋就是在內(nèi)部鋸齒波上加入隨輸入電壓變化的斜坡，或者從 VC信號減去此斜坡。當(dāng)輸入電壓突然增加時，內(nèi)部鋸齒波和外加斜坡之和的波形為圖 3 中的虛線所示。

若外加斜坡的斜率為 ks ，則總的斜率為：k + ks ，注意到：ks ∝ Vin ，也就是 ks = k Vin ?Vin ，所以此時的占空比為：

即：占空比隨輸入電壓的增加立刻而減少，系統(tǒng)提前對輸入電壓變化做出相應(yīng)的響應(yīng)。

圖3：電壓模式的電壓前饋

若不考慮效率，由功率平衡可以得到：Vin ? Iin = Vout ? Iout ，所以有；

從上式可以看到，所加的輸入電壓前饋信號也就是輸入的電流信號。事實上可以這樣理解：輸入電壓前饋技術(shù)也就是在理想的電壓模式中，疊加一定的電流反饋，以形成一定的電流反饋，從而增加系統(tǒng)對輸入電壓變化的響應(yīng)。

4 理想的 流模式向電 壓模式轉(zhuǎn)化

4.1 輕載時電流模式趨向于電壓模式電壓模

電源系統(tǒng)進入輕載或空載時，變換器通常工作在突發(fā)模式和跳脈沖模式 [3]。對于跳脈沖模式，變換器進入非連續(xù)電流模式，高端的開關(guān)管的開通時間為控制器所設(shè)定的最小導(dǎo)通時間，同時在有一些開關(guān)周期，高端的開關(guān)管不導(dǎo)通，也就是屏蔽，或跳去一些開關(guān)脈沖，以維持輸出電壓的調(diào)節(jié)。注意到：在輕載或空載時，電流信號很小，系統(tǒng)也很難檢測到電流信號，另一方面，由于高端的開關(guān)管的開通時間固定為最小導(dǎo)通時間，已不受電流檢測信號
的調(diào)節(jié)，電流反饋事實上已經(jīng)不起作用，也就不參與到反饋環(huán)節(jié)。系統(tǒng)此時工作于標(biāo)準(zhǔn)的電壓模式。

對于突發(fā)模式，輸出電壓完全由滯洄比較器控制，滯洄比較器控制通過檢測輸出電壓的變化，將輸出電壓設(shè)定在允許的上限和下限的范圍內(nèi)，系統(tǒng)此時也是工作于標(biāo)準(zhǔn)的電壓模式。

4. 2使 大的電感值趨向于電壓模式

輸出電感的選擇及設(shè)計是基于輸出 DC 電壓的穩(wěn)態(tài)和瞬態(tài)的要求。較大的電感值可減小輸出紋波電流和紋波電壓，減小磁芯的損耗，但在負(fù)載瞬變過程中改變電感電流的時間會加長，同時增大電感的成本和體積。較小的電感值可以得到較低的直流銅損，但是交流磁芯損耗和交流繞線電阻損耗會變大。

同時使用大的電感時，電感電流的斜率減小，在理想的狀態(tài)下，若電感值為無窮大，那么在整個開關(guān)周期，電感電流為直流值，電流檢測信號就不在起作用，也就是標(biāo)準(zhǔn)的電壓模式。因此使用的電感值越大，工作于電流模式的控制就越接近于電壓模式，在負(fù)載瞬變過程中，系統(tǒng)動特性越差。因此對于電流模式，折衷的方法是選擇電感紋波電流峰峰值在輸出負(fù)載電流額定值的 20％到 40％之間。

4. 3斜坡補償的電 模式趨向于為電壓模式

理論上，當(dāng)占空比大于50%時，電流模式就要加斜坡補償，系統(tǒng)才能穩(wěn)定的工作。否則，就會產(chǎn)生次諧波振蕩。在實際的應(yīng)用中，占空比大于40%時，就要加斜坡補償。占空比大于50%時，斜坡補償，由于電感充分激磁，而去磁不足，因此輸出的電壓將比預(yù)設(shè)定的值高，并將繼續(xù)升高，直到較慢的電壓控制回路調(diào)整電流設(shè)定點為止，然后輸出電壓又下降至低于期望值，形成次諧波振蕩，其典型的特性就是在一個開關(guān)周期，脈沖寬度較寬，在下一個開關(guān)周期，脈沖寬度變窄，在每三個開關(guān)周期，脈沖寬度又變寬，如此反復(fù)。此時可以看到輸出電壓不穩(wěn)定，有時還可以聽到音頻的噪聲。

圖4：斜坡補償

圖4中，紅線斜坡補償，實線三角形波為沒有加斜坡補償?shù)碾姼械碾娏鞑ㄐ?，虛線為加斜坡補償?shù)碾姼械碾娏鞑ㄐ巍Ｈ绻孟陆笛氐匿忼X波電壓，則其加在電壓誤差放大器的輸出上，用以控制電流檢測信號；如果用上升沿的鋸齒波電壓，則其加在電流檢測信號上，然后與電壓誤差放大器的輸出進行比較。注意到，內(nèi)部的斜坡補償將使總的電流斜坡減小，即斜坡補償使真正的電感電流的斜率降低，從而促使變換器從電流模式向電壓模式轉(zhuǎn)化，所加的斜坡補償越大，變換器越接近電壓模式。同時，斜坡補償也降低了電流環(huán)路的增益，降低的系統(tǒng)內(nèi)部設(shè)定的限流點，使系統(tǒng)實際所加的負(fù)載電流值降低。