電源設(shè)計(jì)新思路：經(jīng)初級端進(jìn)行精準(zhǔn)控制的高效率充電器電源

初級端調(diào)節(jié)控制器(Primary Side Regulation, PSR)不需要次級端的反饋線路便可在初級端精準(zhǔn)地控制充電器輸出的CV/CC，實(shí)現(xiàn)省電、高效率和低成本的電源。這種 PSR 不僅包含了跳頻 機(jī)制來降低EMI，更包括了省電模式降低待機(jī)時(shí)的電源消耗。

圖1為采用初級端調(diào)節(jié)控制的反激式轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)范例。PSR 控制器為了獲得次級端輸出電壓的信息，采用獨(dú)特的方式偵測變壓器輔助繞組上的波形，以獲得次級端的輸出信息進(jìn)行反饋控制。圖2所示為主要的工作波形。

對于采用 PSR 控制器的反激式 (flyback) 轉(zhuǎn)換器工作于不連續(xù)導(dǎo)通模式之下會獲得較好的輸出調(diào)節(jié)能力。因此轉(zhuǎn)換器的工作原理如下:

當(dāng) PSR 內(nèi)部的 MOSFET 導(dǎo)通時(shí) [ton]，輸入端電壓 VIN 會建立在變壓器的兩端，因此變壓器初級端的電流 iP 將會由零線性地上升到 ipk.；所以ipk.可以由式 (1) 推導(dǎo)出。在這段期間，輸入端的能量會儲存在變壓器中。

圖1， 采用PSR控制的返馳式轉(zhuǎn)換器電路圖

當(dāng)　MOSFET　截止時(shí) [toff]，原本存儲在變壓器的能量會使次級端的二極管導(dǎo)通，將能量傳給負(fù)載端。在這段期間，輸出端的電壓與次級端二極管的順向?qū)妷簩瓷涞捷o助繞組，因此可將輔助繞組電壓 VAUX　表示為式 (2)。此時(shí) PSR 內(nèi)部的采樣機(jī)制將會采樣輔助繞組上的電壓，而輸出電壓的信息將會隨次級端電流減少而得知。PSR 取得輸出電壓的信息后會與內(nèi)部參考電壓 VREF 比較，形成一個(gè)電壓回路控制 MOSFET 的導(dǎo)通時(shí)間以穩(wěn)定恒定的輸出電壓。

當(dāng)次級端的輸出二極管上的電流減少為零時(shí)，此時(shí)輔助繞組上的電壓會因?yàn)樽儔浩鞯碾姼信cMOSFET 上輸出電容 COSS 產(chǎn)生諧振，直到 MOSFET 再次導(dǎo)通。

圖 2, 控制器的輸出波形

其中 LP 為變壓器初級端的感量；ton 為MOSFET的導(dǎo)通時(shí)間；NAUX/NS 為變壓器輔助繞組與次級端繞組的圈數(shù)比；VO 為輸出電壓；VF 為次級端輸出二極管的正向?qū)妷骸?/P>

這個(gè)采樣的方式同樣可以取得變壓器的放電時(shí)間 tdis，如圖 2 所示，次級端輸出二極管上的電流平均值會等于輸出電流 IO，因此輸出電流 IO 可以藉由 ipk 與 tdis 表示為式 (3)

其中 tS 為 PSR 控制器的開關(guān)周期；NP/NS 為初級端與次級端的圈數(shù)比；RSENSE 為初級端電流取樣電阻。

實(shí)際實(shí)現(xiàn)一個(gè)5W的充電器，輸出規(guī)格的定義為5V/1A?？刂破鞑捎肍SEZ1216，這個(gè)PSR控制器集成了 600V 的高壓 MOSFET，因此可以減少驅(qū)動MOSFET 的線路與 PCB 走線的干擾。而為了要降低待機(jī)損耗，PSR控制器內(nèi)部的省電模式將會在輕載時(shí)線性地降低 PWM 的頻率，達(dá)到目前電源規(guī)范省電的需求；跳頻機(jī)制提升 EMI 的效能，同時(shí)充電器的輸出電壓會因配備較長的輸出纜線而導(dǎo)致輸出電壓降低，也可利用內(nèi)部補(bǔ)償機(jī)制提升輸出電壓的調(diào)節(jié)能力。

此技術(shù)利用采樣變壓器初級端的輔助繞組上的電壓達(dá)到輸出端的恒定電流與恒定電壓的調(diào)節(jié)，這樣的優(yōu)點(diǎn)可以節(jié)省傳統(tǒng)采用次級端反饋線路、光藕合器與次級端偵測電流電阻等組件。