6kV·A逆變器滯環(huán)調(diào)制與單極性倍頻調(diào)制的比較

0 引言

逆變器主電路是一個開關(guān)式大功率放大器，逆變過程的實質(zhì)是模－數(shù)－模的變化過程，它包括模－數(shù)和數(shù)－模兩個變換，分別對應(yīng)于數(shù)字通信技術(shù)中的調(diào)制編碼與解調(diào)兩個過程[1]。SPWM調(diào)制與滯環(huán)調(diào)制是目前逆變器中最常見的兩種調(diào)制方式，它們分別從數(shù)字通信的脈寬調(diào)制和Delta調(diào)制發(fā)展而來。通信中調(diào)制的目的是為了遠距離傳輸信號，而在電力電子裝置中則是為了減小系統(tǒng)的體積、提高系統(tǒng)的動態(tài)響應(yīng)和降低輸出諧波含量。在逆變器的輸出端需要并聯(lián)輸出濾波器，它相當(dāng)于數(shù)字通信技術(shù)中的解調(diào)環(huán)節(jié)，其作用是濾除輸出波形中無用的高次諧波。通過這兩個環(huán)節(jié)，就實現(xiàn)了對基準(zhǔn)波的功率放大。

文獻[2]對SPWM調(diào)制和滯環(huán)調(diào)制做了仿真和實驗分析。文獻[3]討論了6kV·A電流滯環(huán)調(diào)制逆變器的研制并給出了輸出波形。本文則從調(diào)制原理、系統(tǒng)的輸出濾波器設(shè)計和最終輸出波形THD等方面對兩臺分別采用電流滯環(huán)調(diào)制和電流型單極性SPWM調(diào)制的6kV·A單相逆變器實際系統(tǒng)進行了研究和比較。

1 主電路與電壓電流雙環(huán)反饋控制

圖1為逆變器主電路和控制系統(tǒng)的框圖，主電路采用了全橋結(jié)構(gòu)，輸出端連接了LC濾波器濾除高次諧波。兩個電路在控制上均采用了輸出電壓和電感電流雙環(huán)控制，這種控制方式在保證系統(tǒng)穩(wěn)定的同時還具有良好的動態(tài)特性與輸出限流的特性。從圖1可以看出，SPWM調(diào)制的逆變器和滯環(huán)調(diào)制的逆變器，除了調(diào)制器部分不同外，其余部分的電路在結(jié)構(gòu)上完全相同，只是在參數(shù)上有所不同。因此，這兩個系統(tǒng)在輸出特性以及輸出濾波器上的差異基本上可以認為是由這兩種不同的調(diào)制方式所決定的。兩個系統(tǒng)的輸入均為DC380V，輸出均為220V/50Hz，輸出功率為6kV·A。

圖1 逆變器主電路與控制系統(tǒng)框圖

2 兩種調(diào)制方式原理

2.1 SPWM調(diào)制原理

單極性SPWM調(diào)制又分為非倍頻和倍頻兩種方式，本文所討論的SPWM調(diào)制的逆變器采用的是倍頻方式，它在不改變開關(guān)管工作頻率的情況下，通過對門級脈沖控制，可以使得輸出波形中最低次諧波頻率是開關(guān)頻率的2倍，從而可以減小濾波器的體積。圖2是這種調(diào)制方法的原理。

圖2 電流型單極性SPWM倍頻調(diào)制原理

在電流型單極性SPWM倍頻調(diào)制中包含有兩個載波信號ic1和ic2，且有

ic1=－ic2（1）

調(diào)制信號ig與ic1與交截產(chǎn)生ug1與ug2信號，控制S1與S2的開關(guān)，ig與ic2交截產(chǎn)生ug3與ug4信號，控制S3與S4的開關(guān)。這種調(diào)制方式的實質(zhì)是將一個全橋變換器拆分成兩個半橋變換器，分別用兩個相位相反的正弦波進行調(diào)制后得到的信號去控制它們（在這里采用的是載波ic1反相，等價于將ig反相），這樣兩個橋臂輸出的基波就為帶相同直流偏置、幅值相等且相位相反的正弦波，將這兩個輸出相減再濾除高頻分量，就得到了標(biāo)準(zhǔn)的正弦輸出波形。

2.2 滯環(huán)調(diào)制原理

三態(tài)滯環(huán)調(diào)制是從基本的Delta調(diào)制發(fā)展而來，圖3是它的調(diào)制原理。

圖3 電流滯環(huán)調(diào)制原理

滯環(huán)調(diào)制沒有單獨的載波信號，而是將輸出信號通過反饋網(wǎng)絡(luò)產(chǎn)生一個斜坡函數(shù)iLf做為載波。h為滯環(huán)寬度，當(dāng)iLfig＋h時，S2及S3導(dǎo)通，iLf下降，uab=－Uin；當(dāng)ig－h(huán)

2.3 兩種調(diào)制方式原理的比較

從兩種調(diào)制方式的原理可以看出滯環(huán)調(diào)制本身就包含了一個反饋環(huán)節(jié)，是一個閉環(huán)系統(tǒng)。而SPWM調(diào)制則是一個開環(huán)系統(tǒng)，其本身不包含反饋環(huán)節(jié)。因此，滯環(huán)調(diào)制系統(tǒng)的穩(wěn)定性和抗干擾性能要好于SPWM調(diào)制。在實際系統(tǒng)調(diào)試中，滯環(huán)調(diào)制的逆變器系統(tǒng)控制環(huán)參數(shù)容易調(diào)到穩(wěn)定，而單極性SPWM倍頻調(diào)制的逆變器系統(tǒng)控制環(huán)參數(shù)，則需要經(jīng)過多次的調(diào)整才能得到一個滿意的參數(shù)。

另一方面滯環(huán)調(diào)制下的開關(guān)頻率并不固定，而是跟隨正弦給定和負載大小的改變而改變，因此，滯環(huán)調(diào)制下逆變器輸出電壓波形中包含了大量的較低次諧波，而且很難從理論上分析其諧波分布。在最大開關(guān)頻率限定在20kHz情況下，其最低次諧波頻率甚至?xí)椭翈譳Hz，文獻[2]通過仿真驗證了這一結(jié)論。單極性SPWM調(diào)制下開關(guān)頻率是固定的，而且在倍頻方式下SPWM輸出電壓波形中的最低次諧波集中在2倍載波頻率附近，在本文所討論的系統(tǒng)中為40kHz。所以，SPWM調(diào)制方式下的逆變器輸出濾波器要比滯環(huán)調(diào)制方式的逆變器輸出濾波器小得多。

3 輸出濾波器的設(shè)計

逆變器兩個橋臂中點之間的輸出電壓是一個高頻的方波脈沖，對其作頻譜分析可知它的基波頻率與調(diào)制波相同，而其高次諧波則由調(diào)制方式所決定。高次諧波對逆變器負載是有害的，甚至?xí)鹭撦d的不穩(wěn)定，所以，在逆變器的輸出端需要使用一個低通濾波器將高次諧波濾除。本文所提及的兩臺逆變器的輸出濾波器均采用Γ形的LC濾波器，在結(jié)構(gòu)上完全相同，但其設(shè)計步驟和具體參數(shù)則有所不同。

3.1 SPWM調(diào)制下濾波器的設(shè)計

SPWM調(diào)制下輸出濾波電感的值一般是由電感電流的的最大紋波所決定，取該值為滿功率輸出時正弦電流峰值的15％，即

ΔImax=15％×2×=5.78A（2）

在單極性SPWM倍頻調(diào)制下，ua與ub兩點的電壓波形是單極性SPWM脈沖，其占空比

D=（3）

所以，可得電感電流紋波的表達式為

ΔI=（4）

由式（4）可知，當(dāng)uo=1/2Uin時，電感電流紋波最大，且

ΔImax=（5）

綜合式（2）與式（5）可得

L(>=)=0.43mH（6）

實際電路中取電感值為0.5mH。

電路中電容的作用是和電感一起構(gòu)成一個低通濾波器，因此，在電感值確定后，就可以根據(jù)L濾波器的截止頻率來確定電容C的值。由于SPWM倍頻調(diào)制方式下，輸出諧波為開關(guān)頻率2倍及以上的高次諧波，所以可以取截止頻率為最低次輸出諧波頻率的1/10，即

（7）

推得

C(>=)=3.17μF（8）

實際電路中，由于器件的非理想特性、基準(zhǔn)波也非標(biāo)準(zhǔn)的正弦波以及死區(qū)對輸出波形的影響，所以，輸出波形中還包含有一定的低次諧波，C的取值必須大一些，以對這些低次諧波有一定的抑制作用，最終取電容值為16μF。

3.2 滯環(huán)調(diào)制下濾波器的設(shè)計

滯環(huán)調(diào)制下輸出濾波器的設(shè)計和單極性SPWM倍頻調(diào)制下有很大的不同。首先，滯環(huán)調(diào)制中電感電流的紋波是由滯環(huán)寬度h所決定，用電感電流的最大紋波值來確定電感值的方法并不適用。其次，滯環(huán)調(diào)制下由于開關(guān)頻率并不固定，其輸出電壓波形諧波分布廣且不含有特定頻率的諧波[3]，所以，與單極性SPWM調(diào)制下根據(jù)器件開關(guān)頻率設(shè)定輸出濾波器的截止頻率不同，其輸出濾波器的截止頻率應(yīng)該根據(jù)輸出的基波頻率來設(shè)定。本文中逆變器的輸出頻率為50Hz，取輸出濾波器的截止頻率為輸出頻率的10倍即500Hz，可得

=500（9）

從式（9）可以確定L和C的乘積值，再進一步確定L和C的取值則多依賴于工程經(jīng)驗進行綜合考慮。如果L值過大將使系統(tǒng)的動態(tài)響應(yīng)太慢，甚至使得電感電流追蹤不上ig的變化導(dǎo)致系統(tǒng)失調(diào)；L值過小則會增加輸出的脈動，增大損耗。C值越大輸出電壓的THD就越好，但同時也會增大逆變器的無功電流，增大損耗。工程中一般可以根據(jù)在剪切頻率附近使得

ωL≈（10）

來確定L和C的取值。

根據(jù)式（9）和式（10），最終實際系統(tǒng)中取L為1mH，C為80μF。

3.3 輸出波形與THD

圖4和圖5是兩種調(diào)制方式下6kV·A逆變器在阻性負載下的滿載輸出波形，表1則是使用功率分析儀測得逆變器在空載、半載和滿載情況下輸出THD值，可見SPWM調(diào)制方式下的輸出THD要明顯好于電流滯環(huán)調(diào)制方式下的輸出THD值。

圖4 電流滯環(huán)調(diào)制逆變器阻性滿載輸出波形

圖5 SPWM倍頻調(diào)制逆變器阻性滿載輸出波形

表1 兩種調(diào)制方式下空載與滿載輸出THD值

4 結(jié)語

綜上所述，電流滯環(huán)調(diào)制作為一種非線性的調(diào)制方式，和SPWM倍頻調(diào)制相比，它具有穩(wěn)定性強和動態(tài)響應(yīng)快的優(yōu)點。但滯環(huán)調(diào)制的逆變器輸出波形諧波分布廣，這使得濾波器的設(shè)計困難，在相同的功率等級下，盡管使用了大得多的濾波器，滯環(huán)調(diào)制逆變器輸出波形THD值仍達到接近兩倍SPWM倍頻調(diào)制逆變器輸出波形THD的值。同時也由于諧波頻率豐富，滯環(huán)調(diào)制的輸出濾波器的工作噪聲也要比SPWM倍頻控制大得多。所以，從改善輸出波形和減小濾波器體積和噪聲角度考慮，SPWM倍頻調(diào)制顯然是更好的選擇。