基于0.5μm BCD工藝的欠壓鎖存電路設(shè)計(jì)

　　隨著集成電路技術(shù)的發(fā)展，對(duì)電源管理芯片的開關(guān)頻率、傳輸延遲、穩(wěn)定性、功耗等各種要求越來越高，以保證電源電壓在波動(dòng)的情況下能夠可靠的工作。

　　一般的電源芯片上電啟動(dòng)時(shí)，電源會(huì)通過輸入端的等效電阻和電容對(duì)其充電，使得電源芯片的電壓逐步上升，直到電壓上升到芯片的開啟電壓時(shí)電路正常工作。然而若系統(tǒng)的負(fù)載電流較大，有可能把電路的電壓拉低到開啟電壓以下，出現(xiàn)一開啟就關(guān)斷的情況。為了保證電路正常進(jìn)入啟動(dòng)狀態(tài)并且穩(wěn)定工作，同時(shí)也為了電路工作時(shí)電源電壓的波動(dòng)不會(huì)對(duì)整個(gè)電路和系統(tǒng)造成損害，一般使用所謂的欠壓鎖存(Under Voltage LockOut，UVLO)電路對(duì)電源電壓實(shí)時(shí)監(jiān)控和鎖存。

　　傳統(tǒng)電源管理類集成電路的欠壓鎖存電路的設(shè)計(jì)思路都是由比較器、帶隙基準(zhǔn)參考電壓和一些邏輯部件構(gòu)成的，其存在響應(yīng)速度跟不上，功耗大，電路面積太大等問題。針對(duì)這些問題，設(shè)計(jì)一種新的欠壓鎖存電路，在不使用額外的基準(zhǔn)電壓源和比較器以及復(fù)雜的數(shù)字邏輯的情況下，能夠達(dá)到UVLO的各項(xiàng)指標(biāo)。它最主要的特點(diǎn)就是具有簡(jiǎn)單的電路結(jié)構(gòu)、高的反應(yīng)速度、低的溫度敏感性和精準(zhǔn)的門限電壓，同時(shí)版圖面積節(jié)省、功耗較低。

　　1 應(yīng)用框圖與傳統(tǒng)電路結(jié)構(gòu)

　　圖1是DC-DC電源管理系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖。引腳Vstr直接與220 V交流整流器相連，最大耐壓650 V。只要芯片一上電，UVLO電路就實(shí)時(shí)地對(duì)電源電壓進(jìn)行監(jiān)控。芯片剛上電時(shí)，電流通過引腳Vstr給引腳VCC外接電容充電，當(dāng)充電到芯片預(yù)置的開啟電壓Von時(shí)，UVLO電路輸出電平發(fā)生翻轉(zhuǎn)，芯片內(nèi)部電路開始工作，Vstr對(duì)地短路，芯片電源由輔助變壓器對(duì)VCC外接電容充電供給。正如上所述，UVLO電路同時(shí)設(shè)置了一個(gè)關(guān)閉電壓Voff(VoffVon)，用于防止由于系統(tǒng)負(fù)載電流較大而引起的一上電就關(guān)斷的情況。同時(shí)，由其他情況引起的電源電壓波動(dòng)導(dǎo)致芯片電壓下降到Voff時(shí)，UVLO電平恢復(fù)，芯片不產(chǎn)生參考電源，所有邏輯操作都將被終止。

　　由此可見，UVLO電路實(shí)質(zhì)上是一個(gè)遲滯電壓比較器，它必須具備反應(yīng)速度靈敏，門限電壓穩(wěn)定，滯回區(qū)間合理，溫度漂移較低等特點(diǎn)。但是許多電源管理類集成電路的欠壓鎖存電路的設(shè)計(jì)思路都是由比較器、帶隙基準(zhǔn)參考電壓和一些邏輯部件構(gòu)成的，如圖2所示。不是響應(yīng)速度跟不上，就是功耗太大，更重要的是這種電路使用帶隙基準(zhǔn)參考電壓源和分壓電路，太過于復(fù)雜，使得電路面積太大而不利于降低成本。

　　在此提出一種基于0．5μm BCD工藝的UVLO電路，在不使用額外基準(zhǔn)電壓源和比較器以及復(fù)雜數(shù)字邏輯的情況下，能夠達(dá)到UVLO的各項(xiàng)指標(biāo)，其最主要的特點(diǎn)就是具有簡(jiǎn)單的電路結(jié)構(gòu)、高反應(yīng)速度、低溫度敏感性和精準(zhǔn)的門限電壓，同時(shí)版圖面積節(jié)省、功耗較低。

　　2 電路工作原理

　　如圖3為所設(shè)計(jì)的UVLO電路圖。

　　晶體管Q1和Q2，電阻R1，R2利用了帶隙基準(zhǔn)原理組成的比較器，有些文獻(xiàn)也把這種比較器稱為帶隙基準(zhǔn)比較器。文獻(xiàn)[4]給出了類似的電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，但是對(duì)于電路具體工作原理沒有做出詳細(xì)的解釋。MOS管M2，M3為其提供有源負(fù)載，M1，M2，M3，M4，M5，M6組成鏡像管，R3，R4，R5，R6和M9組成電阻分壓網(wǎng)絡(luò)，其中M9管的作用下面會(huì)詳細(xì)介紹，R7，M7；R8，M8組成兩級(jí)反相器，Vaa是由Vcc通過穩(wěn)壓二極管產(chǎn)生。

　　取晶體管Q1的發(fā)射區(qū)面積是Q2的6倍，那么兩個(gè)晶體管的跨導(dǎo)關(guān)系是：

　　由于電阻R1，R2的射極反饋?zhàn)饔?，所以晶體管Q1，Q2的等效跨導(dǎo)分別是：

　　一般情況下gm2R1》1，所以Gm1Gm2。于是，當(dāng)芯片的電源電壓Vcc波動(dòng)時(shí)，晶體管Q1的集電極電流IC1比晶體管Q2的集電極電流IC2變化量要小。正是基于這種集電極電流變化量的快慢，帶隙基準(zhǔn)比較器以IC1為參考端來比較IC1和IC2大小。首先當(dāng)VCC由低壓逐步上升時(shí)分以下三種情況：

　　(1)當(dāng)Vcc比正常供電低的情況下，由于Q1的等效跨導(dǎo)較Q2的跨導(dǎo)小，流過Q2的電流IC2比流過Q1的電流IC1小。如果M1，M2，M3，M4，M5，M6都處在飽和區(qū)，那么通過電流鏡M1，M2，M5，M6鏡像到M6管的漏電流ID6比通過電流鏡M3，M4鏡像到M4的漏電流ID4(ID4和ID6均指的是大小而不包含方向)大，這在同一條直流通路下是不可能的，這就驅(qū)使M6進(jìn)入線形區(qū)，以保持和M4的漏電流相等。這樣帶隙基準(zhǔn)比較器的輸出X點(diǎn)為低電位，經(jīng)反向后UVLO輸出高電位從而關(guān)閉基準(zhǔn)電源和鎖存整個(gè)芯片。應(yīng)當(dāng)注意的是此時(shí)M9管處于導(dǎo)通狀態(tài)。

　　(2)當(dāng)VCC繼續(xù)上升到接近Von時(shí)，流過Q1和Q2集電極電流近似相等，即IC1△IC2，那么這時(shí)所有鏡像對(duì)管都處于飽和區(qū)且電流相等。由于PMOS導(dǎo)通電阻比NMOS導(dǎo)通電阻大2～3倍，選擇Vaa=5 V。則X點(diǎn)電位大于M7的閾值電壓，M7管導(dǎo)通且首先工作在飽和區(qū)，選擇M7，M8管的寬長(zhǎng)比相等，R7=R8，此時(shí)：

　　只要適當(dāng)選擇M7，M8管的寬長(zhǎng)比和電阻R7，R8的大小，就能使得UVLO仍然輸出高電平，從而達(dá)到關(guān)斷基準(zhǔn)電源和鎖存整個(gè)芯片的目的。

　　(3)當(dāng)VCC上升到大于Von時(shí)，由于Q2比Q1的跨導(dǎo)大，所以，IC2迅速超過IC。假設(shè)帶隙基準(zhǔn)比較器中各個(gè)鏡像對(duì)管都處于飽和區(qū)，則同第二節(jié)(1)中的分析。同一直流通路上的電流ID6較ID4小，這是不可能的，所以這會(huì)驅(qū)使M4管進(jìn)入線形區(qū)。這樣，帶隙基準(zhǔn)比較器輸出X點(diǎn)電位上升到高電平，經(jīng)反相器反向后使得M9管關(guān)閉。A點(diǎn)電位進(jìn)一步被拉升，從而確保UVLO輸出為低電平，使得芯片正常工作。正是由于鏡像對(duì)管對(duì)流過它們電流差異具有高度敏感性，所以這種UVLO電路反應(yīng)速度很快。當(dāng)VCC由高壓慢慢變低時(shí)，同樣也有三種情況：

　?、佼?dāng)VCCVoff時(shí)，同上一情況中的(3)，IC1IC2，M4工作在線形區(qū)，M9工作在截止區(qū)，UVLO輸出為低電平。

　?、诋?dāng)VCC下降到接近Voff時(shí)，類似于前面提到的(2)，這時(shí)IC1△IC2，帶隙基準(zhǔn)比較器中的各個(gè)鏡像管都工作在飽和區(qū)，X點(diǎn)的電位同樣可以驅(qū)動(dòng)M7管導(dǎo)通，且使其首先進(jìn)入在線性區(qū)(注意同前面提到的(2)的區(qū)別)，M9管關(guān)閉，UVLO輸出仍為低電壓。

　?、郛?dāng)VCC下降到Voff時(shí)，IC1>IC2，M6進(jìn)入線性區(qū)，X點(diǎn)電位被拉低，經(jīng)過反向器作用，M9管導(dǎo)通，此時(shí)進(jìn)一步達(dá)到低壓鎖存的效果。應(yīng)當(dāng)注意的是此時(shí)的Von≠Voff。

　　從上面的分析可知，當(dāng)晶體管Q1和Q2的集電極電流相等時(shí)，帶隙基準(zhǔn)比較器各個(gè)鏡像對(duì)管都工作在飽和區(qū)，此時(shí)A的電壓大小非常關(guān)鍵。設(shè)此時(shí)A點(diǎn)電壓為VREF，Q1，Q2集電極電流為：

　　對(duì)于雙極晶體管的基極發(fā)射極電壓，有以下關(guān)系：

　　而IS∝SE，其中，是晶體管發(fā)射極面積。由于Q1的發(fā)射極面積是Q2的6倍，所以，式中：

　　由于VBE具有負(fù)的溫度系數(shù)，而VT具有正的溫度系數(shù)，只要適當(dāng)選擇電阻R1、R2的比值，就可以實(shí)現(xiàn)幾乎零溫度系數(shù)的帶隙電壓?，F(xiàn)在再分別計(jì)算Von和Voff。

　　由上面分析可知，當(dāng)電源電壓VCC升高到尚未達(dá)到UVLO的開啟電壓Von時(shí)，UVLO輸出高電平，且M9處于導(dǎo)通狀態(tài)(忽略其導(dǎo)通電阻)，此時(shí)A點(diǎn)電壓為：

　　只有VA>VREF時(shí)，UVLO的電平才會(huì)翻轉(zhuǎn)，這樣就得到了開啟電壓的門限值Von，

　　一旦VCC>Von，M9管關(guān)閉，這時(shí)A點(diǎn)電壓：

　　大于VREF，使得UVLO更穩(wěn)定地輸出低電平。同理，可以得出UVLO的關(guān)閉電壓值Voff:

　　那么UVLO的滯回區(qū)間為：

　　3 電路仿真與分析

　　使用HSpice電路仿真軟件在CSMC 0．5μm BCD工藝庫(kù)下對(duì)UVLO電路進(jìn)行仿真。由上面分析可知，UVLO電平翻轉(zhuǎn)與晶體管Q1，Q2集電極電流變化速度快慢密切相關(guān)，所以對(duì)帶隙基準(zhǔn)晶體管上集電極電流變化做了如圖4的仿真。從圖4中可以明顯看出，在2 ms以前，IC1>IC2，UVLO輸出高電平。在2 ms時(shí)，兩個(gè)晶體管的電流都急劇變大，但是由于Q2管的跨導(dǎo)比Q1管小，所以很快，IC1IC2，UVLO輸出為低電平。下面可同理推出。

　　因?yàn)镈C－DC芯片應(yīng)用的溫度范圍比較大，而且工藝中的電阻、晶體管等受溫度影響也比較大，所以在實(shí)際設(shè)計(jì)中，應(yīng)當(dāng)充分考慮到這點(diǎn)。在此對(duì)UVLO不同溫度下進(jìn)行仿真，盡可能把滯回區(qū)間的誤差縮小到很小的范圍內(nèi)，以滿足DC-DC芯片在寬溫度范圍內(nèi)工作。表1和圖5是對(duì)本文所設(shè)計(jì)的UVLO電路在-40℃，25℃，80℃和140℃下的仿真結(jié)果。從中可以看出，在25℃時(shí)，Von=9 V，Voff=7 V，滯回區(qū)間是2 V。在其他溫度下的偏差最大也不超過0．2 V，可見其最突出的優(yōu)勢(shì)是可以在寬溫度范圍內(nèi)工作而不失精度。

　　除此之外，當(dāng)芯片發(fā)生欠壓鎖存時(shí)，芯片的功耗也是非常小的。這主要是因?yàn)楫?dāng)芯片發(fā)生欠壓鎖存時(shí)，芯片的其他部分都不工作，也就不消耗功率，UVLO電路的主要功耗是流過帶隙晶體管和R3，R4，R5，R6電阻的電流所產(chǎn)生，只要適當(dāng)?shù)卣{(diào)節(jié)這些電阻阻值就可以把功耗降低到最低，但是考慮到版圖的面積，實(shí)際仿真中的功耗可減小到150μW以下。

　　4 版圖設(shè)計(jì)

　　使用CSMC 0．5 μm BCD工藝技術(shù)，對(duì)UVLO電路設(shè)計(jì)版圖。由于利用帶隙基準(zhǔn)原理，在要求精度較高的情況下，設(shè)計(jì)時(shí)應(yīng)注意UVLO模塊與其他模塊隔離。與傳統(tǒng)的UVLO電路相比，最顯著的提升就是版圖面積大大縮小，只要工藝中包含高阻值的電阻類型，這種優(yōu)勢(shì)就更為突出。

　　5 結(jié) 語(yǔ)

　　在此針對(duì)DC-DC電源管理系統(tǒng)所必須的欠壓所存功能，詳細(xì)介紹一種新的改進(jìn)UVLO電路，相對(duì)于傳統(tǒng)的UVLO電路，它最突出的優(yōu)點(diǎn)是不使用額外的帶隙基準(zhǔn)源和復(fù)雜的數(shù)字邏輯，因此節(jié)省了芯片面積。HSpice仿真結(jié)果表明，它在-40～+140℃范圍內(nèi)最大失真不超過2 %，因此可以在寬溫度范圍內(nèi)工作。基本適用于各種類型的電源管理類芯片，對(duì)工藝要求也不高。