基于DSP和CPLD的軟開(kāi)關(guān)電源數(shù)字控制器

1 引言

　　近年來(lái)，隨著大功率開(kāi)關(guān)電源的發(fā)展，對(duì)控制器的要求越來(lái)越高，開(kāi)關(guān)電源的數(shù)字化和智能化也將成為未來(lái)的發(fā)展方向。

　　目前，我國(guó)的大功率開(kāi)關(guān)電源多采用傳統(tǒng)的模擬控制方式，電路復(fù)雜，可靠性差。因此，采用集成度高、集成功能強(qiáng)大的數(shù)字控制器設(shè)計(jì)開(kāi)關(guān)電源控制器，來(lái)適應(yīng)不斷提高的開(kāi)關(guān)電源輸出可編程控制、數(shù)據(jù)通訊、智能化控制等要求。

2 數(shù)字控制器設(shè)計(jì)

　　本文設(shè)計(jì)的數(shù)字控制器，采用TI公司24X系列DSP控制器中的TMS320LF2407A芯片作為主控制器，主要功能模塊包括：（1）DSP與可編程邏輯器件CPLD相配合實(shí)現(xiàn)全橋移相諧振軟開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)（2）偏磁檢測(cè)電路；（3）其他功能，如數(shù)據(jù)采集、保護(hù)及外部接口等?？刂葡到y(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖1所示。

2.1移相控制波形的生成

　　TMS320LF2407A芯片包含兩個(gè)事件管理器EVA和EVB，每個(gè)事件管理器都包括兩個(gè)通用定時(shí)器，通用定時(shí)器GPT1和GPT2對(duì)應(yīng)于事件管理器EVA，GPT1和GPT2對(duì)應(yīng)于事件管理器EVB，通用定時(shí)器的結(jié)構(gòu)如圖2所示。

　　通用定時(shí)器是PWM波形產(chǎn)生的基礎(chǔ)，每個(gè)通用定時(shí)器都可以提供一路單獨(dú)的PWM輸出通道。獲得指定周期指定脈寬的PWM信號(hào)的過(guò)程是：首先設(shè)置通用定時(shí)器控制寄存器TxCON確定計(jì)數(shù)器的計(jì)數(shù)模式和時(shí)鐘源；然后根據(jù)需要的PWM波形周期設(shè)置周期寄存器TxPR；接著裝載比較寄存器TxCMPR，確定PWM 波形的占空比。通過(guò)上述相應(yīng)的設(shè)置即可獲得指定周期、指定脈寬的PWM信號(hào)。

　　而輸出移相波形的關(guān)鍵是讓同一事件管理器中的兩個(gè)通用定時(shí)器同步工作，并且在一個(gè)通用定時(shí)器從零開(kāi)始計(jì)數(shù)的時(shí)刻，賦予另一個(gè)通用定時(shí)器計(jì)數(shù)器不同的初值，初值的大小決定兩個(gè)通用定時(shí)器輸出PWM波形的相位關(guān)系。本文利用事件管理器EVA的兩個(gè)通用定時(shí)器GPT1和GPT2的同步工作，產(chǎn)生移相波形。

　　為了避免因開(kāi)關(guān)器件特別是IGBT器件在關(guān)斷時(shí)電流拖尾造成橋臂瞬時(shí)直通所造成的危害，還需要在同側(cè)橋臂的開(kāi)關(guān)器件控制波形中添加死區(qū)。因?yàn)镻LD具有可在線修改能力，可在PCB電路完成后隨時(shí)修改設(shè)計(jì)，而不必改動(dòng)硬件電路，因此本文采用ALTERA公司的EPM7000S系列的CPLD芯片，通過(guò)編程生 成控制波形的死區(qū)。如圖3所示。

2.2磁偏檢測(cè)電路

　　在全橋電路中，一對(duì)功率開(kāi)關(guān)管在工作周期的前半部分和后半部分交替地通斷，若它們的飽和壓降相等，導(dǎo)通脈寬也一樣，則稱(chēng)電路工作在平衡狀態(tài)。但若由于某種原因?qū)е聝蓚€(gè)半周期內(nèi)施加在中頻變壓器上的電壓不相等（例如功率開(kāi)關(guān)管的飽和壓降有較大差異）或是一對(duì)晶體管的導(dǎo)通脈寬不相等（例如由于存儲(chǔ)時(shí)間的不一 致、控制電路輸出脈寬不相等以及反饋回路引起的不對(duì)稱(chēng)等）時(shí)，功率轉(zhuǎn)換電路就工作在不平衡狀態(tài)。變壓器的磁通在一個(gè)周期終了時(shí)不能返回到起始點(diǎn)，于是將在一個(gè)方向增大，其工作區(qū)域?qū)⑵蛞粋€(gè)象限，引起磁芯飽和從而導(dǎo)致功率開(kāi)關(guān)管損壞，逆變失敗，此即所謂“單向偏磁”。
　　　　　　　　　　　　　

　　為了避免變壓器的飽和，充分發(fā)揮數(shù)字控制器的優(yōu)勢(shì)，盡量簡(jiǎn)化主電路的設(shè)計(jì)，增加變壓器的利用率，本文設(shè)計(jì)中采取以下方法來(lái)進(jìn)行磁偏的檢測(cè)和控制。如圖4所示，通過(guò)互感器分別檢測(cè)變壓器的一次側(cè)正負(fù)半周的電流大小，將檢測(cè)得到的值HCQ1和HCQ2進(jìn)行比較，一旦某個(gè)半周的電流偏大超過(guò)一定的值，則認(rèn)為出現(xiàn)了偏磁，將該信號(hào)送入TMS320LF2407A的捕獲單元功能，產(chǎn)生捕獲中斷并通過(guò)中斷程序去調(diào)整相應(yīng)橋臂的功率開(kāi)關(guān)管驅(qū)動(dòng)脈沖的寬度，強(qiáng)制對(duì)變壓器進(jìn)行磁恢復(fù)，防止變壓器飽和現(xiàn)象的發(fā)生。

2.3數(shù)據(jù)采樣及濾波

　　為了確?？刂瓢迮c系統(tǒng)主電路的信號(hào)隔離，數(shù)據(jù)采樣電路上采用與霍爾電壓傳感器和霍爾電流傳感器接口，確保采樣輸入電路的信號(hào)與采樣輸出信號(hào)的完全隔離。

　　TMS320LF2407A芯片內(nèi)部集成了10位精度的帶內(nèi)置采樣/保持的模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊（ADC）。根據(jù)系統(tǒng)的技術(shù)要求，10位ADC的精度可以滿足電壓的分辨率、電流的分辨率的控制要求，因此本文直接利用控制芯片內(nèi)部集成的ADC，就可滿足控制精度。另外，該10位ADC是高速ADC, 最小轉(zhuǎn)換時(shí)間可達(dá)到500 ns，也滿足控制對(duì)采樣周期要求。

　　為了提高ADC數(shù)字采樣的精度，減少軟件濾波的工作量，設(shè)計(jì)了低通濾波器對(duì)電壓和電流的信號(hào)進(jìn)行處理，以消除高頻信號(hào)的干擾和更好的消除線路以及空間的干擾。

2.4保護(hù)功能

　　電源運(yùn)行過(guò)程中，可能會(huì)發(fā)生一些異常狀態(tài)，如全橋電路出現(xiàn)直通使得原邊母線短路；副邊負(fù)載短路或者過(guò)流、散熱器過(guò)熱等等，需要在控制中加以保護(hù)。

　　在本文設(shè)計(jì)中，利用了DSP 功率保護(hù)引腳PDPINT的功能對(duì)異常狀態(tài)進(jìn)行檢測(cè)并能夠做到及時(shí)恰當(dāng)處理，做到系統(tǒng)的安全可靠運(yùn)行。

　　保護(hù)電路采用窗口比較電路，分別檢測(cè)功率開(kāi)關(guān)管的過(guò)流信號(hào)，輸出的短路信號(hào)和散熱器的過(guò)熱信號(hào)。設(shè)定保護(hù)的閥值，一旦出現(xiàn)任何異常，就可以立刻將保護(hù)信號(hào) 送入DSP 功率保護(hù)引腳PDPINT或者外部中斷信號(hào)IOPE-2，通知控制系統(tǒng)并采取相應(yīng)的措施：對(duì)于原邊的短路以及副邊的短路采用不可恢復(fù)的保護(hù)方式，立刻關(guān)閉 PWM驅(qū)動(dòng)信號(hào)，切斷電源的輸入，以防止其它更嚴(yán)重的危險(xiǎn)發(fā)生；對(duì)于散熱器過(guò)熱等可恢復(fù)的保護(hù)信號(hào)，則暫時(shí)關(guān)閉PWM輸出，等狀態(tài)恢復(fù)后再重新恢復(fù)工作。