一種新型混合多電平逆變器的研究與設(shè)計(jì)

1981年，日本的Nabae等人提出了多電平變換器的思想，近年來(lái)成為了高壓大功率變頻領(lǐng)域的一個(gè)研究熱點(diǎn)。多電平逆變器輸出電壓階梯多，從而可以使輸出的電壓波形具有較小的諧波和較低的du／dt。隨著輸出電平數(shù)的增加，輸出電壓的諧波將減少。另外，多電平逆變技術(shù)在減小系統(tǒng)的開關(guān)損耗與導(dǎo)通損耗，降低管子的耐壓與系統(tǒng)的EMI方面性能都非常優(yōu)良。

傳統(tǒng)的多電平逆變器可分為二極管箝位型、電容箝位型以及級(jí)聯(lián)型等三種結(jié)構(gòu)拓?fù)?，二極管箝位型逆變器因?yàn)樵陔S著電平數(shù)的增多，其開關(guān)器件和箝位二極管會(huì)大量的增加，因此通常只適合于五電平以下的多電平拓?fù)洹６娙蒹槲恍湍孀兤鞔嬖谟须娙莸某浞烹婋妷浩胶獾膯?wèn)題，而且在電平數(shù)增加時(shí)，會(huì)需要較多的箝位電容，因此也存在一定的弱點(diǎn)。 對(duì)級(jí)聯(lián)型多電平逆變器來(lái)說(shuō)，當(dāng)需要得到多個(gè)電平時(shí)，會(huì)需要較多的直流電源，整流側(cè)會(huì)需要一組變壓器，造成體積龐大，另外也不易實(shí)現(xiàn)四象限運(yùn)行。

針對(duì)傳統(tǒng)多電平拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的上述不足，本文提出了一種新的不對(duì)稱混合多電平逆變器結(jié)構(gòu)，通過(guò)控制輸入端的電源數(shù)目，可以得到不同的電平數(shù)，最多可以得到六個(gè)輸出電平，在減少器件與直流電壓源的同時(shí)，增加了電平數(shù)的輸出。

1逆變器的運(yùn)行原理分析

逆變器的結(jié)構(gòu)原理圖如圖1所示，從該圖可以看到，電源側(cè)一共由三個(gè)直流電源組成，橋臂左側(cè)由兩電平半橋單元組成，橋臂右側(cè)由一個(gè)三電平半橋單元組成，分別箝位在中間電源V2上與直流總線電源上。三電平半橋即是普通的二極管箝位三電平半橋。中性點(diǎn)N通過(guò)導(dǎo)線連到箝位二極管的中點(diǎn)處。V1，V2，V3分別代表三個(gè)直流電源，其中V2通過(guò)兩個(gè)電容C2，C3分壓，V1，V2，V3的不同的比值將在負(fù)載端AO出現(xiàn)不同的電平。當(dāng)V1：V2：V3=3：2：3時(shí)，可以得到最多六個(gè)電平的輸出，此時(shí)，我們可以看到兩個(gè)單元的直流電壓都按照最大擴(kuò)展原則來(lái)確定的，得到了最大電平數(shù)2×3=6的輸出。

當(dāng)電壓比Vl：V2：V3=3：2：3時(shí)，負(fù)載AO上得到的六電平輸出電壓狀態(tài)與各器件導(dǎo)通狀態(tài)的關(guān)系如表1所示。設(shè)單位電壓為V。時(shí)，得到的輸出電壓為+Vd，一Vd，+3Vd，一3Vd，+5Vd，一5Vd。

當(dāng)電壓比V1：V2：V3=l：2：1時(shí)，可以得到四電平的輸出，輸出電平為+Vd，一Vd，+2Vd，一2Vd。

從狀態(tài)圖我們可以看到，負(fù)載電壓與器件狀態(tài)的關(guān)系。管子VT2與VT3的導(dǎo)通時(shí)間明顯要長(zhǎng)于其他器件，而VT5與VT6的開關(guān)次數(shù)要多，但耐壓要低。在一個(gè)多電平系統(tǒng)中，根據(jù)器件的特性，應(yīng)合理選擇器件，左側(cè)兩電平單元可以選用耐壓相對(duì)低一些的，而右側(cè)三電平單元?jiǎng)t需要耐壓高導(dǎo)通損耗低的器件。

本文對(duì)所提出的新型混合六電平逆變器與傳統(tǒng)五電平逆變器在主電路結(jié)構(gòu)上進(jìn)行了比較，見表2。

從表2中我們可以看出新型混合六電平逆變器要明顯優(yōu)于傳統(tǒng)的六電平逆變器，可以明顯的節(jié)省器件、降低系統(tǒng)的損耗。作為六電平逆變器還可以極大的降低輸出電壓的諧波含量，改善輸出電壓波形質(zhì)量。與五電平逆變器不同的是，六電平逆變器輸出電壓沒(méi)有零電平。

2 逆變器的調(diào)制原理

一種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，必須采用合適的調(diào)制方法，才能得到期望的輸出。不同主電路結(jié)構(gòu)的逆變器，都對(duì)應(yīng)有一定的調(diào)制方式。在本文所提出的新型混合六電平逆變器中，采用特定諧波消除法(SHEPWM)作為該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的調(diào)制方式。能夠極大地降低系統(tǒng)的開關(guān)頻率，從而減低損耗。該方法的基本思想是通過(guò)傅立葉級(jí)數(shù)分析，得出在特定開關(guān)角下的傅立葉級(jí)數(shù)展開式，然后令某些特定的低次諧波為零，從而得到一個(gè)反映Ⅳ個(gè)開關(guān)角的N個(gè)非線性獨(dú)立方程，按求解的開關(guān)角進(jìn)行控制，則必定不含這些次數(shù)的諧波。通常，這種方法著眼于消除低次諧波，因?yàn)楦叽沃C波幅值較小，同時(shí)諧波頻率增高，濾波相對(duì)容易一些，即特定諧波消去法的控制目標(biāo)是讓基波幅值最大，并消除低頻次非3倍頻次諧波。

由于圖2所示的波形明顯滿足狄利克雷充分條件，又屬于1／4周期對(duì)稱的波形，所以其傅立葉級(jí)數(shù)不存在余弦項(xiàng)和所有偶次諧波，于是可得：

式(1)中，Uab(ωt)即是期望輸出的粗電壓波形。然后將此式展開，表示成如下形式：

稱其為調(diào)制比，其值的大小決定直流電壓利用率的大小。根據(jù)式(3)，當(dāng)只有兩個(gè)開關(guān)角時(shí)，可以列出以下非線性方程：

根據(jù)式(4)，并利用牛頓迭代法，即可解出α1和α2的值，從而實(shí)現(xiàn)電路的SHEPWM控制。同時(shí)利用MATLAB 7．0中的相關(guān)數(shù)學(xué)工具，解出了不同調(diào)制比下的部分α1和α2的值。其μ一α曲線如圖3所示。

3 系統(tǒng)設(shè)計(jì)

本文對(duì)該逆變器系統(tǒng)進(jìn)行了硬件的選型和基于TI DSP TMS320LF2407控制芯片的軟件設(shè)計(jì)。

3．1 主電路及驅(qū)動(dòng)電路硬件設(shè)計(jì)

在多電平逆變器系統(tǒng)中，主電路部分是整個(gè)逆變器進(jìn)行功率變換的核心，由于其相對(duì)控制電路具有高壓、大電流的特性，所以必須與控制電路部分進(jìn)行有效的隔離，才能保證系統(tǒng)正常工作。

1)開關(guān)管的選取

在本文所提出的多電平逆變器系統(tǒng)中，主電路功率管采用IRF630型N溝道PMOSFET。其主要參數(shù)如下：

器件耐壓為200V

通態(tài)電流額定值為9A

通態(tài)壓降電阻小于400mΩ

在本文提到的多電平逆變器系統(tǒng)中，均采用相同型號(hào)的MOS管，然而從表1可以發(fā)現(xiàn)，系統(tǒng)中各個(gè)功率管在一個(gè)周期內(nèi)的導(dǎo)通時(shí)間是不一樣的。在實(shí)際大功率的多電平系統(tǒng)中，應(yīng)根據(jù)功率管的開關(guān)損耗、耐壓情況選擇合適的功率開關(guān)管。例如可以在兩電平單元側(cè)使用IGBT，而在三電平側(cè)使用GTR。

2)緩沖、驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)

MOSFET的驅(qū)動(dòng)電路是主電路與控制電路的接口，將實(shí)現(xiàn)主電路與控制電路的隔離。其設(shè)計(jì)將直接影響到能否對(duì)開關(guān)管進(jìn)行有效的控制。不同的功率開關(guān)管對(duì)驅(qū)動(dòng)電路具有不同的要求，因此驅(qū)動(dòng)電路的設(shè)計(jì)要具有針對(duì)性。

本文選用的的多電平逆變器功率管開關(guān)管MOSFET對(duì)驅(qū)動(dòng)電路的主要要求如下：

①驅(qū)動(dòng)電路的延遲時(shí)間td要小。

②驅(qū)動(dòng)電路的峰值電流Imax要大。

③柵極電壓變化率du／dt要大。