平均電流模式DC-DC控制器在信息娛樂終端的應用
英飛凌汽車電子生態(tài)圈
概述
由于汽車多媒體信息處理(如，信息娛樂產(chǎn)品)中的高性能微處理器所需的功率不斷增加，產(chǎn)生了抗干擾能力、EMI和環(huán)路補償等諸多設計問題。平均電流模式控制(ACMC)有助于解決這些問題，特別是在汽車信息娛樂應用中。本文具體闡述了ACMC，并說明基于電流模式控制的設計為信息娛樂應用帶來的優(yōu)勢。我們以MAX5060/MAX5061為例說明ACMC的工作原理，并對數(shù)據(jù)資料所提供的內(nèi)容進行了補充。定義設計目標
具體的汽車信息娛樂終端都會對電源管理提出一組獨特的技術(shù)、商業(yè)上的要求。最重要的設計考慮包括效率、尺寸、EMI、瞬態(tài)響應、設計復雜性和成本。所有參數(shù)都間接地與電源的開關(guān)頻率相關(guān)，這一重要參數(shù)的選擇可以使上述要求達到合理折中。ACMC的優(yōu)勢
對于大電流輸出(5A至25A)轉(zhuǎn)換器，在電流模式控制(CMC)技術(shù)中降低電流檢測電阻有助于提高效率。這里，CMC指帶有峰值電流檢測的固定頻率工作模式。然而，這種方式存在一個缺點：CMC使轉(zhuǎn)換器對噪聲非常敏感。電流較大時，即使最好的PCB布線也不能完全抑制疊加在電流檢測信號上的噪聲。為了解決這個問題，可以選擇電壓模式控制VMC，這是一種傳統(tǒng)的并經(jīng)過驗證的技術(shù)。VMC提高了抗干擾能力和轉(zhuǎn)換效率，但需要一定的環(huán)路補償設計才能達到可接受的性能指標。ACMC設計基礎
ACMC技術(shù)結(jié)合了VMC的抗干擾能力和效率與CMC的穩(wěn)定性，圖1所示為ACMC降壓轉(zhuǎn)換器的功能框圖。
圖1. ACMC降壓轉(zhuǎn)換器的功能框圖?？驁D中，CEA = 電流誤差放大器，CSA = 電流檢測放大器，VEA = 電壓誤差放大器。下文和圖2討論了電感電流信號iL。
為了更好地理解ACMC，我們首先回顧一下CMC的原理。觀察圖1，如果除去電流誤差放大器(CEA)和鋸齒波發(fā)生器，電流檢測放大器的輸出將連接到PWM比較器的反相端，電壓誤差放大器(VEA)的輸出將連接到同相端。結(jié)果形成一個控制電感電流(內(nèi)環(huán))和輸出電壓(外環(huán))的雙環(huán)系統(tǒng)。
如上所述，在大電流輸出應用中，希望電流檢測電阻RS (見圖1)盡可能小，以降低轉(zhuǎn)換器的功耗。但這樣做的結(jié)果是將一個微弱的信號引入噪聲環(huán)境中，在系統(tǒng)中表現(xiàn)為抖動。
在ACMC結(jié)構(gòu)中，電流檢測信號送入CEA (圖1)的反相輸入端，而VEA在CEA的同相輸入端調(diào)節(jié)電感電流。通過反饋網(wǎng)絡補償CEA，可以完成一系列操作：調(diào)節(jié)電流檢測信號以獲得最大直流增益(對于降壓轉(zhuǎn)換器，電感的直流電流等于轉(zhuǎn)換器的輸出電流)；使實際的電流檢測信號不受阻礙地通過放大器；最后，抑制疊加在信號上的高頻開關(guān)噪聲。CEA的高直流增益可使這種控制方案精確地控制輸出電流。而CMC對電流檢測信號的平坦增益會在輸入電壓變化時導致電流的峰值與均值誤差。如圖1，CEA的輸出與斜坡電壓進行比較產(chǎn)生一個期望的PWM信號來驅(qū)動功率MOSFET。
圖2. 圖1的控制波形
圖2顯示了圖1的控制波形，注意與鋸齒波進行比較的電感電流信號iL (紅色標示)是反向的。PWM比較器之后的SR鎖存器可避免由噪聲引起的信號跳變。同樣，時鐘信號復位鋸齒坡電壓，從根本上消除了由于噪聲尖峰而過早關(guān)斷MOSFET的可能。這種控制架構(gòu)的另一個特點是當占空比超過50%時不需要斜坡電壓補償，因為鋸齒坡信號已經(jīng)提供了這種補償。
對于圖1所示降壓轉(zhuǎn)換器，內(nèi)環(huán)用于補償輸入電壓的變化。隨著輸入電壓的增加，CEA電流信號的下降斜率更陡峭(圖2)，從而使占空比變窄。外環(huán)用于補償由負載變化引起的輸出電壓變化，由于電感電流由VEA處理，電源表現(xiàn)為一個單極點響應，從而簡化了電壓補償環(huán)路。
CEA補償非常簡單，MAX5056/MAX5061數(shù)據(jù)資料提供了需要遵循的準則。MAX5060/MAX5061 DC-DC轉(zhuǎn)換器可處理上述設計問題，并且具有高效、低噪聲和高性價比特性。圖3說明了器件中帶有補償網(wǎng)絡的CEA架構(gòu)，推薦使用該補償網(wǎng)絡的原因是CEA沒有提供到其反相輸入端的直接通路。注意：CEA是跨導放大器，與標準運算放大器相比具有較高的輸出阻抗。
圖3. MAX5060/MAX5061 DC-DC轉(zhuǎn)換器推薦的CEA補償網(wǎng)絡
為了優(yōu)化電流環(huán)路，電感電流iL (圖2中的紅色信號)的下降斜率將跟隨鋸齒電壓的斜率，而且iL不能超過斜坡電壓，否則將會發(fā)生諧振和不穩(wěn)定。
忽略同步整流器的壓降，降壓轉(zhuǎn)換器的電感電流下降斜率可由下式給出：
該電流流過檢流電阻RS，測量RS電壓并由CSA提供34.5倍的增益放大(見圖1)。如果將此乘以CEA增益GCEA，使其等于VSfS鋸齒波斜率，可得表達式：
跨導放大器的增益定義為gMRL，將其代入GCEA并解出RL可得：
MAX5060/MAX5061數(shù)據(jù)資料給出其CEA跨導為550μs；本例中RL為RCF，如圖3所示。該電阻設定CEA的增益，使電流環(huán)路在過零頻率處為單位增益。MAX5060/MAX5061的鋸齒波電壓VS具有2V峰值，將這些常數(shù)代入上式，可得：
CEA的直流增益應該盡可能高，以精確處理直流輸出電流。直流下，補償網(wǎng)絡中的電容相當于開路，CEA直流增益最大。在最小過零頻率之下放置一個零點，并將一個極點置于至少比零點高出10倍的位置，使電流環(huán)路在具有寬帶特性的同時可有效抑制開關(guān)噪聲。
零點和極點可由下式算出：
為了滿足式5的極點頻率，必須使CCF至少比CCFF大十倍。如果這個比率不是10:1，則用CCF||CCFF替換極點表達式中的CCFF。注意：原點處有一個極點，可以想象，一個無窮大的阻抗出現(xiàn)在CCFF上，所需電容值可由上式解出。
VEA補償非常復雜，主要取決于性能要求。MAX5060/MAX5061數(shù)據(jù)資料給出了一個簡單、實用的補償方法，只需采用電阻反饋網(wǎng)絡。這構(gòu)成了有源電壓定位技術(shù)的一部分，能夠在提供良好的負載瞬態(tài)響應的同時減小輸出電容。在最小負載條件下允許輸出電壓略高于標稱值電壓，而在滿負荷條件下允許輸出電壓略低于標稱值。雖然如此，負載瞬變期間的最大電壓偏差仍顯著低于補償VEA的高增益低頻響應的情況，另外，還會降低負載功耗。
為了優(yōu)化響應特性而對電壓環(huán)路進行補償時，需要認識VEA增益隨頻率變化的響應特性，也需要了解在整個負載、溫度變化范圍內(nèi)環(huán)路整體特性。增益與頻率的對應關(guān)系可通過實驗獲得，然后通過補償VEA達到預期要求。為保持穩(wěn)定性應該有足夠的相位裕量，通常45°至60°比較好。VEA補償網(wǎng)絡的實現(xiàn)與CEA相同，DC-DC轉(zhuǎn)換器應該承受瞬變情況下，如啟動、負載變化、短路恢復、空載、輸入電壓變化時的極限條件。如果輸出電壓在整個溫度范圍內(nèi)對所有這些瞬變條件都能表現(xiàn)出良好的阻尼響應，則假定系統(tǒng)穩(wěn)定。
應用中的注意事項
調(diào)節(jié)輸入電壓范圍MAX5060/MAX5061內(nèi)置5V線性穩(wěn)壓器，可取代一個外部5V電源。如果將輸入電壓接至IN，輸入范圍指定為7V至28V。輸入電壓接至VCC，輸入范圍限制在4.75V至5.50V。在下面的例子中將IN與VCC連接在一起，旁路內(nèi)部穩(wěn)壓器。為使電路在兩種輸入范圍內(nèi)都可連續(xù)工作，采用圖4中的自舉電路。扼流圈中的耦合繞組可產(chǎn)生一個電壓，例如，8V，即使在IN引腳電壓降至7V以下時，也能為IC提供一個高于電源的電壓。這個自舉電路還有助于降低IC的功率損耗。
圖4. 擴展MAX5060/MAX5061輸入電壓范圍的自舉電路
IC的最大輸入電壓為28V。如果轉(zhuǎn)換器需要承受高達72V的電壓時，推薦使用圖5電路。此電路還能提供反向輸入電壓保護。
圖5. 這個電路將MAX5060/MAX5061的輸入電壓限制在28V，并保護電路免受電池反接故障的損壞
同步開關(guān)頻率
同步開關(guān)頻率是信息娛樂系統(tǒng)避免敏感負載受到DC-DC轉(zhuǎn)換器干擾的重要舉措，這些敏感負載，包括汽車無線電廣播系統(tǒng)、TV調(diào)諧器、顯示器和導航系統(tǒng)等。這些器件可通過以下途徑實現(xiàn)同步：使DC-DC轉(zhuǎn)換器工作在自激振蕩模式，然后利用高性能處理器將其同步到所要求的頻率。MAX5060/MAX5061工作在一個范圍為125kHz至1.5MHz的可同步振蕩頻率。
如果不能將MAX5060/MAX5061與外部時鐘同步，或轉(zhuǎn)換器的開關(guān)頻率產(chǎn)生過強的EMI，則可選擇擴頻振蕩器，如DS1090U-16擴頻振蕩器，如圖6所示，來驅(qū)動SYNC引腳。本例中，DS1090U-16的外部電阻將頻率設置在300kHz，頻率抖動范圍為±4%，即12kHz。抖動比例不應太高，因為擴頻會引起系統(tǒng)環(huán)路的相位偏移，需要進行補償。有關(guān)DS1090的頻率計算可參考應用筆記3692：DS1090頻率計算器。
圖6. 將MAX5060/MAX5061同步在擴頻時鐘(DS1090)，可有效降低電磁輻射
升/降壓工作
MAX5060/MAX5061也可實現(xiàn)升/降壓轉(zhuǎn)換(圖7)。
圖7. 利用MAX5060/MAX5061構(gòu)建簡單的升/降壓轉(zhuǎn)換器
注意：圖7中的電容C1和C2需要比輸出相同電流的降壓轉(zhuǎn)換器承受更大的紋波電流，另外，圖中的兩個電感可以用同一磁心繞制，L1、L2的同名端如圖7所示。如果使用獨立的電感，則可忽略繞制方向問題。
MAX5060/MAX5061的CSA共模范圍可以擴展到0至5.5V，設計輸出電壓大于5V的轉(zhuǎn)換器時，可以選用以下兩個電路。圖8電路使用了一個現(xiàn)成的電流檢測變壓器，圖9電路使用一個電阻橋。選用1%電阻進行設計，為減小電阻kRS的尺寸和功耗，將VRS偏置在5V。EAN輸入應設為0.6V，需要一個獨立的分壓器。
圖8. 使用電流檢測變壓器檢測電流
圖9. 使用電阻橋檢測電流
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