一種0.1-1.2GHz的CMOS射頻收發(fā)開關(guān)芯片設(shè)計

　　引言

　　目前，全球無線通信系統(tǒng)正處于快速發(fā)展進程中，無線通信“行業(yè)專網(wǎng)”系統(tǒng)也正處于飛速發(fā)展的黃金時期。我國無線通信行業(yè)專網(wǎng)所用頻點和帶寬種類繁多，其頻率主要集中在0.1-1.2GHz。各專網(wǎng)使用不同的頻點、射頻帶寬和信號帶寬，標(biāo)準(zhǔn)不統(tǒng)一，導(dǎo)致各行業(yè)專網(wǎng)設(shè)備所用的射頻芯片不同，同時對各個窄帶射頻前端芯片的需求難以形成規(guī)模效應(yīng)，且成本高、配套困難。

目前行業(yè)專網(wǎng)所用的窄帶射頻前端芯片多數(shù)被國外公司所壟斷，因此我們國家迫切的需要一套面向0.1-1.2GHz行業(yè)專網(wǎng)頻段的無線寬帶射頻收發(fā)芯片，以滿足新一代寬帶無線移動通信網(wǎng)的基本需求。

　　射頻無線收發(fā)芯片已經(jīng)在手機、雷達、無線局域網(wǎng)(WLAN)及廣播等多個窄帶或?qū)拵o線收發(fā)系統(tǒng)中得到了廣泛應(yīng)用。從頻域來看，超寬帶與傳統(tǒng)的窄帶和寬帶有著明顯的區(qū)別，超寬帶的相對帶寬(信號帶寬與中心頻率之比)通常要在25%以上[1]。因此，0.1-1.2GHz頻段無線寬帶射頻收發(fā)芯片屬于超寬帶電路。目前,在CMOS工藝下，國際、國內(nèi)尚無成熟商用超寬帶射頻收發(fā)芯片解決方案可以滿足該頻段的設(shè)計需求。

　　無線超寬帶射頻收發(fā)芯片由射頻收發(fā)開關(guān)(T/R Switch)、低噪聲放大器(LNA)、混頻器(Mixer)、功率放大器(PA)、濾波器等多個電路模塊組成[2]。射頻收發(fā)開關(guān)(T/R switch)作為無線寬帶收發(fā)芯片的最前端電路，主要作用是控制整個收發(fā)機芯片的接收與發(fā)射狀態(tài)的切換(如圖1所示)，它連接著收發(fā)天線、低噪聲放大器和功率放大器，是收發(fā)芯片中的關(guān)鍵模塊。

傳統(tǒng)射頻收發(fā)開關(guān)的制造工藝有很多，目前市場常見的產(chǎn)品絕大部分采用的是III-V族工藝或者PIN二極管等分立器件。這類開關(guān)的優(yōu)點是功耗較低，并且隔離度較好[3]。然而它們的缺點是成本高、功耗大，并且占用面積也較大。隨著工藝技術(shù)的不斷發(fā)展，CMOS技術(shù)因其具有高集成度、低成本和低功耗等突出優(yōu)點，使得采用CMOS工藝實現(xiàn)射頻收發(fā)開關(guān)已經(jīng)成為一種必然的趨勢。

　　插入損耗、隔離度和線性度，是衡量射頻收發(fā)開關(guān)特性的三個關(guān)鍵指標(biāo)，除此之外，回波損耗也是一項主要指標(biāo)。傳統(tǒng)的對稱式射頻收發(fā)開關(guān)普遍采用普通的四個NMOS管串并聯(lián)結(jié)構(gòu)進行設(shè)計[4]。這種結(jié)構(gòu)的優(yōu)點是隔離度較好，但是一定程度上會惡化插入損耗和線性度，其典型仿真插入損耗為1dB左右。

2008年，參考文獻[5]在基本的NMOS管串聯(lián)結(jié)構(gòu)基礎(chǔ)上，采用深N阱工藝的NMOS器件，運用一種改進型的體懸浮(body-floating)技術(shù)，實現(xiàn)了一個寬帶射頻收發(fā)開關(guān)。與傳統(tǒng)的串并聯(lián)結(jié)構(gòu)開關(guān)電路相比，該結(jié)構(gòu)具有更高的線性度以及更低的插入損耗等優(yōu)點。

　　本文中所設(shè)計的射頻收發(fā)開關(guān)是在典型的串并聯(lián)結(jié)構(gòu)的電路[4]基礎(chǔ)上，結(jié)合參考文獻[5]中所述的襯底懸浮技術(shù)，實現(xiàn)了各項指標(biāo)的良好折中。本文中的開關(guān)電路不僅具有較高的隔離度特性，并且在線性度上也會有較大的改善。測試結(jié)果顯示，該射頻開關(guān)在0.1-1.2GHz頻段內(nèi)實現(xiàn)了低于-37dB隔離度和0.7dB的插入損耗，基于RFID 433MHz及GSM-R 900MHz典型應(yīng)用頻段中，具有高于22dBm的1dB壓縮點。

　　1 方案設(shè)計

　　圖2(a)所示的為體懸浮技術(shù)所采用的深N阱工藝的NMOS器件截面圖。通常，開關(guān)線性度的惡化原因是由于器件在工作狀態(tài)下瞬時導(dǎo)通的寄生二極管造成的。由于深N阱的存在，器件中會產(chǎn)生兩個額外的寄生二極管，分別為P阱/深N阱二極管和深N阱/P型襯底二極管。因此，當(dāng)P阱被一個大電阻懸空接地，同時深N阱接高電位后(如圖2(b)所示)，所有的二極管都不會正向?qū)?，不會產(chǎn)生閂鎖效應(yīng)[6]，從而提高了整個電路的線性度。在本文的電路設(shè)計中，深N阱采用的是1.8V電壓偏置。

　　圖3所示為該寬帶射頻收發(fā)開關(guān)設(shè)計的電路原理圖，該電路在典型的串并聯(lián)結(jié)構(gòu)基礎(chǔ)上，采用體懸浮技術(shù)的深N阱工藝的NMOS器件。從圖中可以看出，晶體管M2和M4串聯(lián)，中間為天線端，M1和M3并聯(lián)在接收端RX和發(fā)射端TX。該電路收發(fā)兩路完全對稱，所有器件均采用深 N阱1.8V 薄氧型RFNMOS管。

　　在整個電路中，晶體管M2和M4起開關(guān)作用，用于選擇電路的收發(fā)狀態(tài)。當(dāng)VDD為1.8V，VSS為-1.8V時，晶體管M2、M3導(dǎo)通，M1、M4截止，開關(guān)處于接收模式，此時RF信號從天線流入到RX端。由于源漏電容Cds的存在，部分信號會從M4耦合到電路Tx端。此時M3處于導(dǎo)通狀態(tài)，可以將M4耦合過來的信號導(dǎo)通到地，由此便提高了開關(guān)的隔離度。當(dāng)VDD為-1.8V，VSS為1.8V時，開關(guān)處于發(fā)射模式，與接收模式的原理基本相同。電阻R1、R5、R7和R12與NMOS管深N阱相連接，用于給深N阱加偏壓;柵極電阻R3、R6、R9和R11用來提高隔離度;R2、R4、R8和R10接晶體管體端，用于體端懸浮。并且，為了進一步提高隔離度，所有體懸浮電阻的阻值都應(yīng)足夠大。

　　本寬帶射頻收發(fā)開關(guān)電路中，晶體管M1、M3尺寸為96μm/0.18μm，M2、M4尺寸為200μm/0.18μm，電阻R1~R12均為9K ohm。該電路采用Cadence SpectreRF 對開關(guān)電路進行電路設(shè)計、仿真優(yōu)化。

　　2 測試結(jié)果

　　本開關(guān)電路設(shè)計采用GLOBALFOUNDRIES 0.18μm CMOS工藝。開關(guān)電路核心面積為0.015mm2，包括芯片測試焊盤的整體面積為0.53mm2，圖4為該射頻收發(fā)開關(guān)芯片顯微照片。本次芯片片上測試環(huán)境基于Cascade Summit 探針平臺，如圖5所示，采用Rohde & Schwarz的矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀ZVA40，使用TOSM(through-open-short-match)方法進行儀器校準(zhǔn)。測試過程中，深N阱偏置電壓VCC始終為1.8V, 控制電壓VDD和VSS為1.8V或-1.8V。輸入、輸出采用GSG射頻探針進行片上測試。

　　圖6和圖7均為該射頻開關(guān)在接收狀態(tài)下S參數(shù)測試結(jié)果。從圖6中可以看出，在0.1-1.2GHz頻段范圍內(nèi)，開關(guān)的插入損耗(S21)為-0.7dB左右，且平坦度良好，輸入、輸出回波損耗(S11和S22)小于-20dB;從圖7中可以看出，在整個頻段內(nèi)射頻開關(guān)的隔離度(S13)均大于37dB，具有良好的隔離特性。由于采用全對稱結(jié)構(gòu)，該射頻開關(guān)在發(fā)射狀態(tài)下的S參數(shù)測試結(jié)果與接收狀態(tài)下相比基本相同。圖8所示的為該收發(fā)開關(guān)在433MHz及900MHz頻率下的輸出功率曲線及1dB壓縮點。測試結(jié)果表明，兩個頻率的輸出功率曲線1dB壓縮點分別為23.1dBm和22.7dBm，且功率壓縮特性基本一致。

　　結(jié)束語

　　本文設(shè)計了一種性能良好的超寬帶全集成CMOS 射頻收發(fā)開關(guān)芯片，芯片總面積為0.53mm2。測試結(jié)果表明，在1.8V電壓供電條件下，該射頻開關(guān)在0.1-1.2GHz頻段內(nèi)收發(fā)兩路均可達到0.7dB左右的插入損耗，小于-20dB的回波損耗以及優(yōu)于37dB的隔離度。并且，在433MHz和900MHz頻率下可分別實現(xiàn)23.1dBm和22.7dBm的線性度。該電路滿足0.1-1.2GHz頻段無線寬帶射頻收發(fā)芯片的基本設(shè)計需求，并適用于RFID和GSM-R系統(tǒng)中的典型應(yīng)用。