車載高頻推挽DC-DC變換器設(shè)計方案
隨著現(xiàn)代汽車用電設(shè)備種類的增多,功率等級的增加,所需要電源的型式越來越多,包括交流電源和直流電源。這些電源均需要采用開關(guān)變換器將蓄電池提供的+12VDC或+24VDC的直流電壓經(jīng)過DC-DC變換器提升為+220VDC或+240VDC,后級再經(jīng)過DC-AC變換器轉(zhuǎn)換為工頻交流電源或變頻調(diào)壓電源。對于前級DC-DC變換器,又包括高頻DC-AC逆變部分、高頻變壓器和AC-DC整流部分,不同的組合適應(yīng)不同的輸出功率等級,變換性能也有所不同。推挽逆變電路以其結(jié)構(gòu)簡單、變壓器磁芯利用率高等優(yōu)點得到了廣泛應(yīng)用,尤其是在低壓大電流輸入的中小功率場合;同時全橋整流電路也具有電壓利用率高、支持輸出功率較高等特點,因此本文采用推挽逆變-高頻變壓器-全橋整流方案,設(shè)計了24VDC輸入-220VDC 輸出、額定輸出功率600W的DC-DC變換器,并采用AP法設(shè)計相應(yīng)的推挽變壓器。
1 推挽逆變的工作原理
圖1給出了推挽逆變-高頻變壓-全橋整流DC-DC變換器的基本電路拓?fù)?。通過控制兩個開關(guān)管S1 和S2以相同的開關(guān)頻率交替導(dǎo)通,且每個開關(guān)管的占空比d均小于50%,留出一定死區(qū)時間以避免S1和S2同時導(dǎo)通。由前級推挽逆變將輸入直流低電壓逆變?yōu)榻涣鞲哳l低電壓,送至高頻變壓器原邊,并通過變壓器耦合,在副邊得到交流高頻高電壓,再經(jīng)過由反向快速恢復(fù)二極管FRD構(gòu)成的全橋整流、濾波后得到所期望的直流高電壓。由于開關(guān)管可承受的反壓最小為兩倍的輸入電壓,即2UI,而電流則是額定電流,所以, 推挽電路一般用在輸入電壓較低的中小功率場合。
圖1 推挽逆變-高頻變壓-全橋整流DC-DC變換器的基本電路拓?fù)?/P>
當(dāng)S1開通時,其漏源電壓 uDS1只是一個開關(guān)管的導(dǎo)通壓降,在理想情況下可假定 uDS1=0,而此時由于在繞組中會產(chǎn)生一個感應(yīng)電壓,并且根據(jù)變壓器初級繞組的同名端關(guān)系,該感應(yīng)電壓也會疊加到關(guān)斷的S2上,從而使S2在關(guān)斷時承受的電壓是輸入電壓與感應(yīng)電壓之和約為2UI.在實際中,變壓器的漏感會產(chǎn)生很大的尖峰電壓加在S2 兩端,從而引起大的關(guān)斷損耗,變換器的效率因受變壓器漏感的限制,不是很高。在S1和S2 的漏極之間接上RC緩沖電路,也稱為吸收電路,用來抑制尖峰電壓的產(chǎn)生。并且為了給能量回饋提供反饋回路,在S1和S2 兩端都反并聯(lián)上續(xù)流二極管FWD.
2 推挽變壓器設(shè)計的主電路
圖2為簡化后的主電路。輸入24V 直流電壓,經(jīng)過大電容濾波后,接到推挽變壓器原邊的中間抽頭。變壓器原邊另外兩個抽頭分別接兩個全控型開關(guān)器件IGBT,并在此之間加入RC吸收電路,構(gòu)成推挽逆變電路。推挽變壓器輸出端經(jīng)全橋整流,大電容濾波得到220V直流電壓。并通過分壓支路得到反饋電壓信號UOUT.
圖2 推挽變壓器簡化后的主電路圖
以CA3524芯片為核心,構(gòu)成控制電路。通過調(diào)節(jié)6、7管腳間的電阻和電容值來調(diào)節(jié)全控型開關(guān)器件的開關(guān)頻率。12、13 管腳輸出PWM脈沖信號,并通過驅(qū)動電路,分別交替控制兩個全控型開關(guān)器件。電壓反饋信號輸入芯片的1管腳,通過調(diào)節(jié)電位器P2給2管腳輸入電壓反饋信號的參考電壓,并與9管腳COM端連同CA3524內(nèi)部運放一起構(gòu)成PI調(diào)節(jié)器,調(diào)節(jié)PWM脈沖占空比,以達(dá)到穩(wěn)定輸出電壓220V的目的。 3 開關(guān)變壓器的設(shè)計
采用面積乘積(AP)法進(jìn)行設(shè)計。對于推挽逆變工作開關(guān)電源,原邊供電電壓UI=24V,副邊為全橋整流電路,期望輸出電壓UO=220V,輸出電流IO=3A,開關(guān)頻率fs=25kHz,初定變壓器效率η=0.9,工作磁通密度Bw=0.3T.
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