一種適用于高速接口電路的新型均衡電路

　　４．１　對稱負(fù)載對稱負(fù)載的概念最早由Ｍａｎｅａｔｉｓ提出，結(jié)構(gòu)如圖３（ｂ）所示，其中Ｍ２為二極管連接的ＰＭＯＳ，Ｍ１柵極電壓有Ｃｔｒｌ端控制，Ｍ１，Ｍ２尺寸大小相同．當(dāng)Ｃｔｒｌ端電壓一定時，設(shè)置該負(fù)載網(wǎng)絡(luò)的輸出端電壓Ｖ２為一定值，在該電壓下，Ｍ１正好進入飽和區(qū)，而此時Ｍ２還未開啟，此時為該負(fù)載阻值最大狀態(tài)．當(dāng)Ｖ２增大時Ｍ１進入線性區(qū)，阻抗減小，當(dāng)Ｖ２減小時，Ｍ２逐漸開啟，整個負(fù)載阻抗減?。撠?fù)載結(jié)構(gòu)相對于固定點成軸對稱，在實際應(yīng)用時，設(shè)置該電壓為差分信號共模電平，這對全差分電路的抗噪性能會有顯著的提高。

　?。矗病∮性措姼?P>　　有源電感的結(jié)構(gòu)及小信號等效模型如圖３（ｃ）（ｄ）所示，其中Ｎ１始終工作在深線性區(qū)，可視為一固定電阻Ｒｒ?。校惫ぷ髟陲柡蛥^(qū)，由小信號等效模型推導(dǎo)得出，該負(fù)載結(jié)構(gòu)傳輸特性為：

　　從公式可以看出，該結(jié)構(gòu)傳輸函數(shù)中含有一個零點，通過調(diào)節(jié)Ｒｒ即Ｎ１的寬長比，可調(diào)節(jié)在高頻頻域獲得增益峰值，調(diào)節(jié)該峰值大小從而達到優(yōu)化均衡器均衡效果的目的．觀察圖３（ａ）左半邊電路，Ｍ９，Ｍ１１為作為對稱負(fù)載的兩管，寬長比設(shè)計為相等，在版圖設(shè)計中也設(shè)置為完全相同．Ｍ７作為有源電感中處于深線性區(qū)的負(fù)載管．由于Ｍ７控制Ｍ９管的柵極，因此在實際應(yīng)用中流過Ｍ７的電流很小，使Ｍ７始終工作在深線性區(qū)．根據(jù)有源電感的傳輸函數(shù)，調(diào)節(jié)Ｒｒ的阻值和跨導(dǎo)Ｇｍ的大小可調(diào)節(jié)引入的零極點相對位置，在電路設(shè)計過程中，折中考慮速度，帶寬和均衡效果等因素，設(shè)置Ｍ７的寬長比約為Ｍ９和Ｍ１１的１／１０．采用這種有源電感的結(jié)構(gòu)避免了使用片上電感，對芯片成本的降低起到關(guān)鍵性作用．對于公式（１），改進型源極負(fù)反饋均衡器的傳輸函數(shù)為：

　　即將式（１）中負(fù)載引入的極點修改為有源電感負(fù)載網(wǎng)絡(luò)，其中Ｒｒ代表有源電感等效電阻，Ｃｇｓ為式（２）中Ｍ２柵極電容，ｇ＊ｍ為Ｍ２跨導(dǎo)．引入系統(tǒng)傳輸函數(shù)的零點為－１／ＲｒＣｇｓ　，調(diào)節(jié)該零點位置，補償和優(yōu)化電路均衡效果。

　?。怠》抡骝炞C及版圖電路使用兩級均衡器提高均衡效果，后級采用交叉耦合差分接收器提高整個系統(tǒng)增益．如圖４所示，兩級級聯(lián)后均衡器高頻補償增益達到１７．２ｄＢ。

　　全芯片電路結(jié)構(gòu)如圖５所示．電路使用兩級均衡器提高均衡效果，輸入信號為高速差分信號，經(jīng)傳輸線模型衰減后進入均衡器，后級輸入限幅比較器將差分信號轉(zhuǎn)換為單端信號．仿真采用Ｈｓｐｉｃｅ，信號速率５Ｇｂｉｔ／ｓ，共模電平１．２５Ｖ，差分信號擺幅６００ｍＶ，上升下降延時各５０ｐｓ。

　　信號經(jīng)傳輸線模型衰減后進入接收器，仿真結(jié)果如圖６所示．圖６（ａ）為經(jīng)傳輸線衰減后信號，（ｂ）為經(jīng)過兩級均衡器后輸出信號，（ｃ）為均衡器輸出經(jīng)限幅放大器后輸出信號．從波形可以看出該電路在信號頻率達到５Ｇｂｉｔ／ｓ時仍能很好還原數(shù)據(jù)波形，并觀察到明顯的均衡效果．其他仿真數(shù)據(jù)見表１。