于TLV2374的弧線電機電流采樣系統(tǒng)

　　實際調試中，由于經傳感器出來的電流信號有高次諧波及其他干擾信號，因此必需設計硬件濾波器進行抑制，該系統(tǒng)設計的二階低通濾波器的電流檢測電路位于上述情況中的第2級，在此考慮到精密弧線電機的超低速，所設計低通濾波器的截止頻率為10 Hz，注意電容值的選取，反相端電容通常是同相端電容的2倍，電流采樣電路具體實現(xiàn)如圖3所示。

3 A/D校正及電流采樣實驗結果

　　TMS320F2812自帶一個12位帶流水線的ADC，而A/D轉換的精度直接決定控制系統(tǒng)性能的優(yōu)劣，如芯片內部A/D轉換、A/D轉換的增益和偏移都能影響ADC最終結果，這些對使用者而言都已無法改變，用戶在使用過程中可通過修改外圍硬件設計減少輸入誤差、調節(jié)芯片參數減少輸入和轉換誤差、軟件濾波減少輸出誤差及軟件校正提高其轉換精度。TMS320F2812的ADC轉換精度較差的主要原因是存在增益和偏移誤差，要提高轉換精度就必須對這兩種誤差進行補償。

　　12位的A/D所能表示的數據范圍是(0000H～0FFFH)，即0～4 095，為充分發(fā)揮DSP 16位的特性，將轉換結果放在(0000H—FFF0H)，即0～65 520。前面已經提到，A/D結果寄存器的值是單極性的數據，而在后續(xù)的控制處理程序中，要求轉換結果是雙極性的數據，對于這種情況，在進行轉換時就將其轉換成雙極性數據。圖4為實際采樣時理想增益與實際增益模擬量與數字量之間的關系曲線。圖中橫軸是實際電壓，縱軸是轉換的數字量，存儲在結果寄存器中，實際與理想情況相比存在增益和偏移誤差，必須對其校正才能提高其轉換精度。根據上述描述，首先編寫出校正增益和偏移量的程序，然后用來校正TMS320F2812的其他通道，A/D電流采樣總流程如圖5所示。

　　輸出的電流由于不可避免地含有噪聲，在A/D轉換前還必須進行數字濾波，電流采樣濾波采用擴展的卡爾曼濾波方法估算實時電流最優(yōu)化，以提高瞬間電流測試的精度，獲得正弦特性的旋轉磁場，使PMSM在超低速運行時更平穩(wěn)。在使用DSP進行A/D轉換時，為了提高轉換精度，采用校正的方法選取兩個基準電壓，在此選取0.5 V和2.5 V?；鶞孰妷憾加缮鲜鲭妷夯鶞市酒峁Ｕ娐分惺褂肈SP的A/D通道，軟件處理使0～.8 V單極性信號直接轉換到-1.4～1.4 V的雙極性信號，方便了電流環(huán)節(jié)的信號處理。選取頻率為0.2 Hz與2 Hz的信號相比較，兩者的轉換結果如圖6所示，圖中橫坐標是轉換信號的周期，縱坐標是電流信號經傳感器后放大電路處理后的電壓值。由圖可見，硬件電路和軟件算法都很好地實現(xiàn)了電流信號的轉換。根據實驗記錄可知，有源濾波電路的截止頻率也影響轉換結果，如果望遠鏡的轉速很低，在實際應用過程中要考慮降低二階低通有源濾波器的截止頻率。

　　4 結論

　　鑒于使用的電機是特別定制的直徑2.5 m的組合式弧線交流永磁同步電機，市場上現(xiàn)有的驅動板不能使其正常運行。考慮到驅動系統(tǒng)的復雜性，應盡量簡化電路，因此采用單電源供電的運算放大器實現(xiàn)電流采樣電路，并且電流采樣的精度直接決定了望遠鏡機架運行的穩(wěn)定性，進而影響望遠鏡的跟蹤和觀測質量，因此該電流采樣電路的精度要求較高。