基于FPGA的OFDM系統(tǒng)設計與實現(xiàn)
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近年來, 隨著數(shù)字信號處理(DSP) 和超大規(guī)模集成電路(VLSI) 技術(shù)的發(fā)展, 正交頻分復用OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)技術(shù)的應用有了長足的進步和廣闊的發(fā)展前景。IEEE802.11a中就將正交頻分復用作為物理層的傳輸技術(shù)；歐盟在數(shù)字音頻廣播(DAB)、地面數(shù)字視頻廣播(DVB2T)、高清晰度電視(HDTV)以及2003年4月公布的無線城域網(wǎng)(WMAN)802.16a等研究中都使用了正交頻分復用技術(shù)作為信道的傳輸手段。在正交頻分復用技術(shù)逐漸成熟的今天, 如何降低通信系統(tǒng)的成本, 使之更廣泛地應用于數(shù)傳系統(tǒng)中, 已成為正交頻分復用研究的熱點。本文基于802.16a協(xié)議的原理架構(gòu)，本著小成本、高效率的設計思想，建立了一個基于FPGA的可實現(xiàn)流水化運行的OFDM系統(tǒng)的硬件平臺，包括模擬前端及OFDM調(diào)制器及OFDM 解調(diào)器，用來實現(xiàn)OFDM的遠距離無線傳輸系統(tǒng)。
1 模擬前端
模擬前端主要包括發(fā)送端DA模塊、接收端AD模塊和射頻模塊。
發(fā)送端DA模塊主要由XILINX公司的FPGA－XC2V1000芯片和數(shù)模轉(zhuǎn)換芯片AD9765、濾波器和放大器構(gòu)成，基帶處理調(diào)制后數(shù)據(jù)在控制時鐘同步下送入FPGA進行降峰均比等算法的處理，然后經(jīng)過交織將其送入AD9765進行數(shù)模轉(zhuǎn)換并上變頻到70MHz，輸出的模擬信號再經(jīng)聲表濾波器后放大進入下一級射頻模塊。發(fā)送端DA模塊硬件結(jié)構(gòu)框圖如圖1所示。
接收端AD模塊主要由增益放大器、帶通濾波、采樣芯片AD9238和數(shù)字下變頻器GC1012構(gòu)成。AD模塊的主要功能是完成中頻信號的采樣和數(shù)字下變頻，在FPGA XC2V1000中完成符號同步算法，其輸出送OFDM解調(diào)器。接收端AD模塊硬件結(jié)構(gòu)框圖如圖2所示。
射頻模塊工作在70MHz中頻上，射頻模塊的功能是將完成調(diào)制的中頻信號搬移到射頻波段上，或者將空中的接收信號下變頻到模擬前端所需的中頻波段上。
2 OFDM 調(diào)制器實現(xiàn)架構(gòu)
在OFDM系統(tǒng)中，OFDM調(diào)制器主要完成OFDM數(shù)據(jù)的調(diào)制。圖3為OFDM調(diào)制器的結(jié)構(gòu)框圖。OFDM的調(diào)制器采用N=120個數(shù)據(jù)子信道，8個導頻信道。120個數(shù)據(jù)子信道都采用 QPSK的信道調(diào)制，8個導頻信道采用BPSK的信道調(diào)制。為了使用基帶傳輸，進行添零處理(添加128個0)，使頻帶擴展1倍。經(jīng)過逆序處理后，采用256點的IFFT進行 OFDM調(diào)制。系統(tǒng)時鐘為80MHz，用 FPGA 完成數(shù)據(jù)的編碼和調(diào)制，最后以讀時鐘為500kHz的速率送往 D/A。
在FPGA中，按照具體的參數(shù)要求實現(xiàn)了OFDM系統(tǒng)中的調(diào)制功能，其工作流程為：數(shù)據(jù)發(fā)生器(M序列產(chǎn)生器)發(fā)送數(shù)據(jù)，串并轉(zhuǎn)換后存儲在 256×2位的RAM_in中，當接收夠一幀數(shù)據(jù)所需要的信息量后，從RAM_in中讀取數(shù)據(jù)進行QPSK映射、過采樣添零，隨后插入導頻模塊。與此同時，IFFT模塊接收QPSK映射、過采樣添零和插入導頻模塊發(fā)送出的數(shù)據(jù)；當 QPSK、添零、共軛模塊處理完1個數(shù)據(jù)包的數(shù)據(jù)后，IFFT 模塊開始計算，進行OFDM的IFFT調(diào)制，經(jīng)IFFT 模塊計算后的數(shù)據(jù)輪換存入RAM_ou1或者RAM_ou2；控制模塊發(fā)出使能信號，先從數(shù)據(jù)輸出模塊中讀取同步頭發(fā)送，同步頭發(fā)送完成后，再從RAM_ou1或者RAM_ou2中讀取循環(huán)前綴和數(shù)據(jù)塊；當 IFFT 模塊計算完的數(shù)據(jù)全部送出后，控制模塊判斷開始處理下一包數(shù)據(jù)，處理到第10包數(shù)據(jù)，則通知外部控制器一幀數(shù)據(jù)處理完成。[next]
3 OFDM 解調(diào)器實現(xiàn)架構(gòu)
在OFDM系統(tǒng)中，解調(diào)器主要是對接收 A/D 采樣來的數(shù)據(jù)進行解調(diào)。圖4為OFDM解調(diào)器的結(jié)構(gòu)框圖。
在FPGA中,按照參數(shù)要求實現(xiàn)：將從A/D以500kHz的速率采樣來的數(shù)據(jù)存入 RAM 當中，當接收到第64個幀頭數(shù)據(jù)時，開始計算局部自相關(guān)函數(shù)
；每接收到一個幀頭數(shù)據(jù)，取出8位(最高位無效，剩余7位為巴克碼)，計算一次x(i)*x(i+j)，并存儲、判斷，是否有相關(guān)最大值，如果有，則判斷計數(shù)器加1，在一個幀頭短前導字部分中，共有10個短前導字片，每一片為64個采樣點；當接收到第640個數(shù)據(jù)后，判斷累加器是否超過了門限值640×3，如果累加門限值達到1920，則認為有幀到達，整體控制模塊產(chǎn)生使能信號，表示粗同步結(jié)束，準備接受長前導字，進行細同步和頻偏估計計算，否則，將累加計數(shù)器清零，重新開始接受幀頭；幀到達檢測和幀同步過程完成后，再將接收到的數(shù)據(jù)存入到解幀模塊的數(shù)據(jù)RAM中；當數(shù)據(jù)RAM中存滿256點的數(shù)據(jù)后，整體控制模塊發(fā)出讀使能信號、解幀使能信號和FFT的START信號，從RAM中讀取數(shù)據(jù)，送往FFT 進行OFDM的解調(diào)；然后去除循環(huán)前綴，去除添加的零和導頻信息；最后經(jīng)過QPSK的反映射和并串轉(zhuǎn)換后，還原成原始數(shù)據(jù)讀出，并等下一幀數(shù)據(jù)的接收。
4 系統(tǒng)調(diào)試與性能分析
采用OFDM技術(shù)的無線城域網(wǎng)通信系統(tǒng)是一個比較復雜的系統(tǒng)。利用Matlab仿真完成系統(tǒng)可行性論證后，需要考慮如何利用FPGA完成這個算法流程，這需要考慮采用特定FPGA進行運算時有限字長以及浮點運算的特點和系統(tǒng)所占用的FPGA資源，以保證系統(tǒng)的規(guī)模不至于過大而超過特定FPGA計算的存儲能力。經(jīng)過在硬件設備上的調(diào)試，最終完成采用OFDM技術(shù)的城域網(wǎng)無線通信系統(tǒng)。
通過仿真完成可行性論證后，在以Altera公司的EP1C6Q240C8芯片為基礎(chǔ)的FPGA硬件平臺上，實現(xiàn)了以QPSK為調(diào)制形式，以FFT/IFFT變換為主的OFDM技術(shù)的城域網(wǎng)無線通信系統(tǒng)。
4.1 IFFT模塊
發(fā)送端系統(tǒng)的主時鐘頻率設計為80MHz，整體采用同步時序邏輯。發(fā)送端M序列的產(chǎn)生速率設定為80Mbps。送往D/A的數(shù)據(jù)速率設定為500kHz。在數(shù)據(jù)接收模塊，數(shù)據(jù)收到后立刻存儲，占用時間即為PC發(fā)送數(shù)據(jù)的時間。在QPSK、添零、導頻插入模塊，由于沒有中間存儲器，從RAM讀出數(shù)據(jù)，經(jīng)過映射后就直接輸出，整個模塊需要256個時鐘周期。IFFT 模塊采用流水線結(jié)構(gòu)的算法，計算256點 IFFT需要128×8個蝶型單元，合計需要40 960個時鐘，加上輸入輸出所占用的時間，總共約需要41 216個時鐘周期(中間有一些狀態(tài)的跳轉(zhuǎn)，合計512μs)。在數(shù)據(jù)輸出模塊，其輸入是 IFFT 模塊的輸出，它的輸出速率由 D/A控制。在FPGA中，OFDM調(diào)制器的邏輯單元的使用情況見表1，OFDM解調(diào)器的邏輯單元的使用情況見表2， IFFT的運算結(jié)果見圖5。
在表1和表2中，調(diào)制器和解調(diào)器中所含有的引腳數(shù)過多，主要原因是在這些引腳中還含有很多用于調(diào)試和測量的引腳，在整個系統(tǒng)調(diào)試時，可以將調(diào)試和測量用的引腳去掉，只留有數(shù)據(jù)、地址和控制引腳。
在解調(diào)器中需要用到大量的存儲單元，但考慮到Cyclone系列的存儲單元有限，而邏輯單元豐富的情況，故在解調(diào)器中，在幾乎耗盡EAB單元時，用邏輯單元來構(gòu)造所需的存儲器，可以實現(xiàn)正常的存儲功能。[next]
在開發(fā)工程中，主要用到的開發(fā)工具由 Altera 公司的QuartusII 及Mathworks 公司的 Matlab。
驗證過程如下:
·Matlab隨機生成一組128個復數(shù)，然后按照 OFDM 幀格式插入0得到256復數(shù)點的一個符號，并寫入文件(如 datain.dat)；
在QuartusII中生成 IFFT 的仿真波形文件(ifft.vwf),另存為 ifft.tbl，并刪除其余信號，僅保留 IQ(輸入數(shù)據(jù)，24bit)；
在UltraEdit中打開ifftt.tbl、datain.dat,用datain.dat 中的隨機數(shù)代替ifft.tbl 中的 IQ 數(shù)據(jù)，保存ifft.tbl；
在QuartusII中打開 ifft.tbl，將IQ復制到 ifft.vwf 中，開始運行仿真；
·將仿真結(jié)果另存為dataout.tbl,用Matlab讀取與原數(shù)據(jù)在Matlab下的IFFT變換結(jié)果進行比較分析。
給出一組隨機數(shù)據(jù)輸入，經(jīng)過FPGA中的IFFT模塊變換得到時域幅度如圖6(實部)、圖7(虛部)所示。
而將同樣的隨機數(shù)經(jīng)過MATLAB變換，得到的時域幅度如圖8(實部)、圖9(虛部)所示。
實際測量與仿真計算的方差分析如圖10(實部)、圖11(虛部)所示。兩者結(jié)果基本一致。
4.2 幀到達檢測同步模塊
對于幀到達檢測同步系統(tǒng)，要求盡可能在較短的時間內(nèi)建立同步，并且在幀同步建立后應有較強的抗干擾能力。通常用漏同步概率P1、假同步概率P2和同步平均建立時間ts三個性能指標來表示同步性能的優(yōu)劣。在本文的幀同步信號提取電路的建模與設計中，是以7位巴克碼識別器作為幀同步碼組的。在同步系統(tǒng)處于捕獲階段時，設置自動判決門限為7；在幀同步建立以后，則把判決門限降為6，這樣做的目的一方面是減少假同步的概率，另一方面是為了減少漏同步的概率。
漏同步概率P1：
假設系統(tǒng)的誤碼率為P，7位碼全部正確的概率是(1-P)7，因此判決門限電平為7時的漏同步概率為P1=1-(1-P)7。若將判決門限改為6，此時允許有一位錯碼，出現(xiàn)一位錯碼的概率為C71P1(1-P)6。漏同步概率為P1=1-[(1-P)7+C71P1(1-P)6]。一般地，設幀同步碼組數(shù)目為n，判決器容幀同步碼組中最大的錯碼數(shù)為m，則漏同步概率為：
從前面的幀同步系統(tǒng)的設計可以了解到，識別器只能被動地識別與幀同步碼組相同的碼組，如果在信息碼組中也出現(xiàn)了與幀同步碼組相同的碼組，這時識別器會把它誤認為幀同步碼組而出現(xiàn)假同步。
比較式(1)和式(2)可以看出，當m增大時，P1減小，P2增大，兩者是矛盾的，另外還可以看出，當n增大時，P1增大，而P2減小，兩者也是矛盾的。因此m和n的選擇要兼顧P1和P2的要求。
平均同步建立時間ts：
假設漏同步和假同步都不發(fā)生，即P1＝0，P2＝0。在最壞的情況下，實現(xiàn)幀同步最多需要一幀的時間。若一幀的碼元為N，碼元寬度為Tb，則最長的幀時間為NTb。如果同時出現(xiàn)漏同步和假同步，需要額外的同步建立時間，由此得到幀同步平均建立時間為：
ts＝(1＋P1＋P2)×NTb
4.3 數(shù)據(jù)傳輸速率評價
經(jīng)過實際測試，針對256點結(jié)合QPSK調(diào)制，每解調(diào)出一個符號平均所需要的指令周期為41 216個時鐘周期，即512μs。對此實際調(diào)試情況，分析其實測參數(shù)數(shù)據(jù)如下:
一個OFDM符號內(nèi)包含的比特數(shù)為：1/2(卷積碼)×2bit(QPSK)×120(用戶子載波)+2bit(BPSK)×8(導頻子載波數(shù))=136bit，則除去導頻開銷，能夠用于數(shù)據(jù)傳輸?shù)目罩袛?shù)據(jù)率為
。
由此可見，實際測試的數(shù)據(jù)傳輸速率達到本系統(tǒng)要求(150kbps)，表明此OFDM基帶處理系統(tǒng)的數(shù)據(jù)傳輸性能充分滿足所制定的標準。
本文建立的基于FPGA的可實現(xiàn)流水化運行的OFDM系統(tǒng)的硬件平臺，經(jīng)系統(tǒng)調(diào)試和性能評價，符合設計要求，該硬件平臺的實現(xiàn)使得低成本高速OFDM調(diào)制設備的實現(xiàn)成為可能。
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