無線傳感器網(wǎng)絡(luò)2.4GHzLNA設(shè)計

圖1　低噪聲放大器原理圖

該低噪聲放大器主體電路采用共源共柵的差分結(jié)構(gòu),由于共柵級電路的輸入阻抗很小,抑制了共源級的電壓增益,從而遏制了密勒效應(yīng),提高了反向隔離度,同時使輸入阻抗受共源管M1、M2 柵漏間電容以及后級電路影響變小,使放大器穩(wěn)定性增強。

在該結(jié)構(gòu)中,片內(nèi)電阻R1、R2 分壓產(chǎn)生偏置電壓Vbias ,通過Rg1、Rg2加在共源管M1、M2 柵極, 為其提供直流偏置。為了保證較低的噪聲系數(shù), Rg1、Rg2應(yīng)選取阻值較大的電阻, 以隔離偏置電路中電阻R1、R2 帶來的噪聲。晶體管M3、M4 為共柵MOS管。

片內(nèi)源極電感Ls1、Ls2以及M1、M2 柵源間附加電容Cex1、Cex2配合柵極片外電感Lg1、Lg2 , 實現(xiàn)低噪聲放大器的輸入匹配。電感Ld1、Ld2分別和電容Cd1、Cd2并聯(lián),再分別與Cd3、Cd4串聯(lián), 實現(xiàn)低噪聲放大器的輸出匹配。

分析圖1所示差分共源共柵放大器的半電路工作狀態(tài),對于工作于飽和區(qū)的MOS管有：

為保證低噪聲放大器滿足較小的噪聲系數(shù),放大電路中的MOS管的柵長應(yīng)盡量選擇最小值,本工藝最小柵長為0. 13μm,所以,共源管M1 和共柵管M3 的柵長L1、L3 皆設(shè)為0. 13μm。在此情況下,改變共源管和共柵管的柵寬W1、W3 ,可以調(diào)整M1、M3的跨導gm1、gm3。根據(jù)共源共柵電路性質(zhì)可知,改變共源管和共柵管的跨導可以改變放大器的增益。本次設(shè)計采用1. 2 V電源電壓供電,為了保證一定的線性度,以及確保M1 柵源電壓Vgs1大于閾值電壓Vth (本工藝的Vth約為430 mV) ,選擇直流偏置電壓Vgs1為600 mV。對于工作于飽和區(qū)的MOS管,其漏極電流Id 表示為：

本次設(shè)計要求功耗限制為8 mW, 在偏置電壓Vgs1以及各工藝參數(shù)都已確定的情況下, 共源管M1和共柵管M3 的柵寬W1、W3 決定了該放大器的工作電流Id ,即決定了放大器的功耗。設(shè)計時,在保證增益的前提下, 調(diào)整W1、W3 , 仿真得到半電路工作電流約為3 mA,即總電流約為6 mA,滿足指標要求。
該低噪聲放大器增益控制電路采用信號加成模式,增益控制MOS管Mc1、Mc2由VC1控制,Mc3、Mc4由VC2控制。在半電路中,通過改變Vc1可以改變Mc1的通斷,在Id1不變的情況下,則可以改變流過M3 電流Id3。而工作在飽和區(qū)的M3 管的跨導gm3可以表示為：

所以改變Id3可以改變gm3 , 進而實現(xiàn)放大器增益的改變。

1. 2　輸入匹配

圖1所示低噪聲放大器輸入端半電路及其小信號等效電路如圖2所示。

圖2　輸入端電路結(jié)構(gòu)及小信號模型

首先考慮輸入端未接入M1、M2 柵源間附加電容Cex1、Cex2時的情況。通過輸入端電路小信號模型分析得放大器輸入阻抗為：

為了得到最小的噪聲系數(shù), 源阻抗最佳值(最佳噪聲源阻抗) Zop t應(yīng)滿足：

其中,α為共源管跨導與其源漏電導的比值。δ為一常數(shù),γ為一系數(shù), 在長溝道器件中,δ的值約為1. 33,γ的值約為0. 67, 在短溝道器件中, 這兩個值都會因為短溝道效應(yīng)而變大。定義c為柵噪聲與漏噪聲相關(guān)系數(shù), 其值一般為0. 395 j, 為一純虛數(shù),反映了柵和溝道間噪聲引起的的容性耦合程度。

源級電感Ls 和柵極電感Lg 不會導致最佳噪聲源阻抗的實部發(fā)生變化,而僅對電抗部分產(chǎn)生影響。

要實現(xiàn)功率和噪聲同時匹配,必須使輸入阻抗Zin和最佳噪聲源阻抗Zop t共軛匹配, 令Zin = 50 Ω,則有：

即：

式(6)中有4個方程, 4個未知數(shù),只有一組解,即功率匹配和噪聲匹配同時滿足時, 功耗( Id )是確定的,不可以優(yōu)化。而在限定功耗的情況下,功率匹配和噪聲匹配則不可能同時滿足。

于是在電路設(shè)計中就需要在噪聲匹配和功率匹配中進行折中。下面引入M1 管柵源間附加電容Cex ,這樣,輸入阻抗變?yōu)椋?/P>

最佳噪聲阻抗Z ′ op t表示為：

這樣, 為了使功率和噪聲同時匹配, 令Zin =Z ′ op t*= 50Ω,得到：

式( 9)中有4個方程, 5個未知數(shù),則可以限定任何一個參數(shù),再優(yōu)化其它參數(shù)。所以,在功耗( Id )限定的情況下, 仍然可以進行功率噪聲匹配。引入Cex后,通過調(diào)整Cex ,首先可以使最佳噪聲源阻抗Z ′op t實部為50Ω。

再選擇Ls ,使電路滿足Re [ Z′in ] = Re [ Z ′op t ] =50Ω。根據(jù)式(8) 、式(9)可以推出：

式(10)指出,選取的Ls 的電感值在引入Cex后亦可以比沒有連接Cex時有所降低。Ls 為源極負反饋電感,由于電感中的寄生電阻影響以及該電感本身的負反饋性質(zhì),低感值的電感可以做到更好的噪聲系數(shù)。

最后,調(diào)整片外電感Lg ,使諧振頻率為ω0 (設(shè)計要求ω0 為2. 43 GHz) ,ω0 表示為：

由于Cadence工具的局限性,仿真S參數(shù)時無法顯示Sop t曲線,噪聲匹配很難做到最優(yōu)。在實際設(shè)計過程中,當共源管M1、M2 寬長比以及其偏置電路都已經(jīng)確定時,可以通過掃描Cex參數(shù),比較最小噪聲系數(shù)NFmin ,選取其最佳值。當最小噪聲系數(shù)NFmin確定后,再通過進一步調(diào)整Cex ,盡量滿足功率匹配。在此過程中,必須同時關(guān)注噪聲系數(shù)NF和最小噪聲系數(shù)NFmin的變化,最后通過比較,選擇折中的優(yōu)化結(jié)果,確定恰當?shù)腃ex和 Ls、Lg 值。

1. 3　輸出匹配

電路輸出端通過漏極電感并聯(lián)、串聯(lián)電容的結(jié)構(gòu)實現(xiàn)阻抗匹配。漏極電感的選取對低噪聲放大器的性能有較大影響。電感值的大小直接影響放大器的增益。較大感值的電感可以增加LC并聯(lián)諧振電路的等效阻抗,從而帶來更高的電壓增益。但是大電感的自諧振頻率較低,而射頻電路要求的工作頻率卻很高。同時,大電感也會占用更大的芯片面積,引入較大的噪聲。而且,當電感值過大使放大器輸出阻抗實部超過50Ω時,必需通過在輸出端并聯(lián)電感或增加源極跟隨器等緩沖電路的方法才能將輸出阻抗匹配到50Ω。如果直接并聯(lián)電感,則會使輸出端直流短路,要解決這個問題,則必須串聯(lián)一個大電容后再將此電感并入電路,對于整體設(shè)計來說,引入了更多的無源元件,一方面大大影響了電路性能,另一方面也占用了更多面積。而增加一級緩沖電路,則會增加放大器的額外功耗。對于無線傳感器網(wǎng)絡(luò)節(jié)點中的模塊,這兩種方法都不可行。因此,具體設(shè)計時,需選取恰當?shù)碾姼?既能保證應(yīng)有的增益,又可以使輸出阻抗實部在50Ω附近。

由于該電路結(jié)構(gòu)具有較高的隔離度,輸出端阻抗的調(diào)整對輸入端影響不大,可以在輸出端單獨進行匹配。具體設(shè)計過程中,可以首先在輸出端只連接漏極電感 Ld ,通過仿真其S22參數(shù),仿真其對應(yīng)頻率2. 43GHz下的輸出阻抗。然后對照Smith圓圖,先并聯(lián)電容將輸出阻抗實部調(diào)整到50Ω,再通過串聯(lián)電容,將輸出阻抗虛部調(diào)整到0。這樣,最后可以將輸出阻抗匹配到50Ω,實現(xiàn)輸出端功率匹配。

2　低噪聲放大器的版圖及后仿真結(jié)果

本次設(shè)計的低噪聲放大器版圖如圖3所示,芯片面積約為: 735μm ×780μm。因為電路為對稱結(jié)構(gòu),所以在版圖的繪制上也需注意對稱性,這樣有利于提高電路性能。芯片左側(cè)為SGS焊盤,用來接入差分輸入信號。芯片右側(cè)為SGS焊盤,用來接差分輸出信號。芯片上下端各為三針直流焊盤,用來提供增益控制信號Vc1、Vc2 ,對稱的電源Vdd以及對稱的地Gnd。在焊盤組間空隙處,增加了電源Vdd到地Gnd的濾波電容組濾除電源Vdd上的紋波,旁路外界干擾,這種結(jié)構(gòu)可以在最大利用版圖面積的同時進一步提高了電路性能。

圖3　低噪聲放大器版圖

在Cadence Spectre仿真環(huán)境下對電路的S 參數(shù),噪聲系數(shù)NF以及穩(wěn)定性系數(shù)KF進行了后仿真,后仿真在TT工藝角,溫度為27 ℃情況下進行。
電路在1. 2 V電源電壓下工作電流約為6. 0 mA。

S11后仿真結(jié)果如圖4 所示,高增益時S11約為- 29. 8 dB,中增益時S11約為- 17. 7 dB,低增益時S11約為- 16. 3 dB。三種情況下S11均滿足小于- 10 dB,輸入匹配良好。

圖4　S11仿真結(jié)果

S21后仿真結(jié)果如圖5 所示,高增益時S21約為21. 2 dB,中增益時S21約為11. 0 dB,低增益時S11約為2. 8 dB。基本滿足設(shè)計指標中的高增益20 dB,中增益10 dB,低增益0 dB要求。

圖5　S21仿真結(jié)果

S22后仿真結(jié)果如圖6 所示,高增益時S22約為- 20. 7 dB,中增益時S22約為- 10 dB,低增益時S22約為- 10 dB。三種情況下S22均滿足小于- 10 dB,輸出匹配良好。

圖6　S22仿真結(jié)果

噪聲系數(shù)如圖7所示。在2. 43 GHz上,后仿真噪聲系數(shù)NF約為0. 49 dB,與最小噪聲系數(shù)NFmin后仿真結(jié)果0. 46 dB比較接近,噪聲匹配良好。

圖7　噪聲系數(shù)NF仿真結(jié)果

輸入1 dB壓縮點如圖8所示,在高增益下約為- 20. 2 dBm,根據(jù)1 dB壓縮點與IIP3的關(guān)系,可以推出,該放大器IIP3約為- 10. 6 dBm。

圖8　低噪聲放大器輸出1 dB壓縮點仿真結(jié)果

其它后仿真結(jié)果:反向隔離度S12在三種增益狀態(tài)下均小于- 45 dB;穩(wěn)定度KF約為6. 2,其值遠大于1,放大器絕對穩(wěn)定。

3　總結(jié)

本次設(shè)計的低噪聲放大器芯片在限定功耗的基礎(chǔ)上,保證了較高的增益,同時進行了輸入匹配的優(yōu)化,實現(xiàn)了給定功耗條件下的功率和噪聲同時匹配。

該低噪聲放大器在最高增益為21 dB時噪聲系數(shù)約為0. 5 dB,并且通過放大器S11、S22參數(shù)反應(yīng)出其輸入輸出阻抗功率匹配性能良好。放大器增益控制電路滿足設(shè)計要求。綜上所述,該低噪聲放大器性能優(yōu)良,實現(xiàn)后有望應(yīng)用于無線傳感網(wǎng)射頻收發(fā)芯片中。

傳感器網(wǎng)絡(luò)將是信息獲取(傳感) 、信息傳輸與信息處理三大子領(lǐng)域技術(shù)再一次相互融合的產(chǎn)物。

某些場合的通信不能依賴于任何預先架設(shè)的網(wǎng)絡(luò)設(shè)施,而是需要一種能夠臨時快速自動組織網(wǎng)絡(luò)的移動通信技術(shù)。因此、傳感器網(wǎng)絡(luò)將逐漸引領(lǐng)人類步入“網(wǎng)絡(luò)即傳感器”的傳感時代。

低噪聲放大器LNA ( low noise amp lifier)是射頻接收前端的主要組成部分。由于位于接收前端的第一級,直接與天線相連,所以它的噪聲特性將對整個系統(tǒng)起著決定性作用。同時,天線接收的信號一般很弱,所以低噪聲放大器本身必需提供足夠的增益放大信號,并把有用的信號完整地傳輸?shù)较乱患墶?/P>

本文設(shè)計的低噪聲放大器,工作在2. 4 GHz頻段上,采用SM IC 0. 13μm RF CMOS工藝設(shè)計。對于射頻系統(tǒng),尤其是應(yīng)用于無線傳感器網(wǎng)絡(luò)節(jié)點中的模塊,功耗是必須首先考慮的問題。在此基礎(chǔ)上放大器需提供足夠的增益以及低噪聲系數(shù),并且滿足一定的帶寬、線性度以及穩(wěn)定度。但是最小噪聲系數(shù)與最大增益是不可能同時得到的。因此,如何在限定功耗的前提下盡可能實現(xiàn)輸入輸出功率匹配以及提高低噪聲放大器的噪聲性能成為設(shè)計中的最大挑戰(zhàn)。