輸入功率和RMS電流測量低成本解決方案

今天，包括離線電源真實(shí)輸入功率和輸入RMS電流測量在內(nèi)的能耗實(shí)時(shí)測量，正變得愈加重要。這些測量可用于調(diào)節(jié)供電和優(yōu)化能源利用。例如，安裝有許多服務(wù)器的一些數(shù)據(jù)中心對(duì)服務(wù)器層輔助功耗測量就很感興趣，因?yàn)檫@樣可以實(shí)現(xiàn)低成本數(shù)據(jù)服務(wù)，并對(duì)低功耗工作期間的處理能力進(jìn)行智能的管理。輸入功率和電流的一般測量方法是使用一個(gè)專用功率計(jì)芯片和附加檢測電路。盡管功率計(jì)芯片能夠提供可接受的測量結(jié)果，但它大大增加了成本和設(shè)計(jì)工作量。本文為您介紹一種新穎、低成本且精確的輸入功率和RMS電流測量解決方案。它使用現(xiàn)有的數(shù)字功率因數(shù)校正（PFC）控制芯片和硬件，以及簡單的兩點(diǎn)校準(zhǔn)和優(yōu)化數(shù)學(xué)計(jì)算。這樣便可提供優(yōu)異的測量精確度，并極大降低成本和減少工作量，同時(shí)不影響正常的PFC控制。

測量裝置

圖1顯示了由一個(gè)數(shù)字控制器進(jìn)行電源隔離控制的傳統(tǒng)PFC裝置。輸入線路和中性點(diǎn)電壓通過一個(gè)衰減網(wǎng)絡(luò)檢測，之后由兩個(gè)單獨(dú)的模數(shù)轉(zhuǎn)換器 (ADC) 輸入采樣。電流信號(hào)經(jīng)由一個(gè)分流器檢測，然后被信號(hào)調(diào)節(jié)電路放大和濾波。之后，連接至一個(gè)ADC進(jìn)行電流環(huán)路控制。由于輸入電壓和電流測量已經(jīng)具備，因此可用它們來測量輸入功率和RMS電流。一樣的傳統(tǒng)PFC裝置用于這些測量，無需傳統(tǒng)專用功率計(jì)芯片和附加檢測電路。

電流測量與校準(zhǔn)

電流檢測信號(hào)調(diào)節(jié)電路（圖1）一般由一個(gè)運(yùn)算放大器和一個(gè)低通濾波器組成，目的是放大小檢測信號(hào)和去除高頻噪聲。之后，通過一個(gè)ADC測量該信號(hào)，并以ADC計(jì)數(shù)報(bào)告。為了獲得真實(shí)的電流值，需把ADC計(jì)數(shù)轉(zhuǎn)換為以安培為單位的電流。ADC計(jì)數(shù)與安培的關(guān)系可由原理圖推導(dǎo)得出；但是，組件容差可能會(huì)使測量精確度變得不可接受。因此，需要進(jìn)行一次校準(zhǔn)。

電路如圖1所示，在任何時(shí)候，分流器的輸入電流（單位毫安培）均為：

其中，ki為電流檢測增益或者斜率，Ci為ADC轉(zhuǎn)換輸出（計(jì)數(shù)），而mi為電流檢測偏移量。

直流（DC）輸入恒定時(shí)，平均值等于瞬時(shí)值，因此方程式1仍然有效：

方程式2表明，DC電源可用于對(duì)電流測量電路進(jìn)行校準(zhǔn)。恒定DC電源用于PFC輸入，先使用25%負(fù)載然后再75%負(fù)載進(jìn)行測量。為了方便比較，使用一個(gè)電表對(duì)兩種負(fù)載狀態(tài)的實(shí)際輸入電流進(jìn)行基準(zhǔn)測量。另外，讀取對(duì)兩種負(fù)載狀態(tài)的ADC轉(zhuǎn)換計(jì)數(shù)輸出，以確定數(shù)字控制器的精確度?？刂破魇褂孟铝袛?shù)學(xué)關(guān)系。25%負(fù)載狀態(tài)時(shí)：

75%負(fù)載狀態(tài)時(shí)：

使用方程式3和4計(jì)算電流斜率和偏移量：

計(jì)算得到的ki和mi為小數(shù)，小于1，而PFC應(yīng)用的大多數(shù)數(shù)字控制器均使用定點(diǎn)數(shù)學(xué)計(jì)算。

為了降低計(jì)算的化整誤差和保持足夠高的精確度，把這些小數(shù)值乘以2N，然后四舍五入為最為接近的整數(shù)。例如，如果PFC電路的電流檢測增益和偏移量計(jì)算得到為ki= 1.59和mi= 229.04，則ki乘以28，然后四舍五入為407；mi乘以20。電流斜率和偏移量分別為：

其中，iin_slope=407，iin_slope_shift=8，iin_offset=229，而iin_offset_shift=0。

計(jì)算得到輸入功率和RMS電流以后，如果ki和mi為倍數(shù)，則不要直接使用它們，你可以先使用iin_slope和iin_offset來做乘法運(yùn)算。然后，使用iin_slope_shift和iin_offset_shift來轉(zhuǎn)換結(jié)果。例如，不要使用y =ki×x + mi×z進(jìn)行計(jì)算，而要使用下面的計(jì)算方法：

輸入電壓測量與校準(zhǔn)

電壓檢測電路十分簡單，它可以只是一個(gè)分壓器，如圖2所示。一般，會(huì)有一些箝制二極管來保護(hù)ADC引腳。由于二極管的反向漏電流影響ADC的測量精確度，因此應(yīng)選擇使用低反向漏電流的二極管。

任何時(shí)候，輸入電壓均為：

其中，kv為電壓檢測增益，Cv為ADC轉(zhuǎn)換輸出（計(jì)數(shù)），而mv則為電壓檢測偏移量。

Kv和mv的校準(zhǔn)方法類似，都是對(duì)電流檢測增益和偏移量進(jìn)行校準(zhǔn)。但是，一種更加簡單的方法是只需根據(jù)原理圖進(jìn)行計(jì)算。由于沒有了校準(zhǔn)，因此分壓器使用的電阻會(huì)影響測量精確度。我們推薦把低容差電阻器用作分壓器，例如：0.1%容差。

一個(gè)12位ADC和2.5V基準(zhǔn)電壓的數(shù)字控制器，輸入電壓被分壓器衰減至2.5V以下。這樣，經(jīng)過衰減的信號(hào)被ADC轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號(hào)。因此：

重寫方程式8之后，輸入電壓為：

因此：

以及：

與輸入電流測量類似，需要對(duì)電壓檢測增益和偏移量進(jìn)行一些操作，以使其適應(yīng)定點(diǎn)微處理器，并降低計(jì)算誤差。

VIN和IIN相互關(guān)系

真實(shí)輸入功率定義為：

使用離散格式后，其定義為：

其中，N為總采樣數(shù)。方程式13表明，需同時(shí)對(duì)VIN和IIN采樣。但是，VIN和IIN卻是由兩個(gè)不同的ADC通道在不同時(shí)間采樣。即使是很小的時(shí)間差，也會(huì)引起測量誤差。在一些數(shù)字控制器中，例如：TI UCD3138等，具有一種被稱作“雙采樣保持”的機(jī)制，其允許兩種通道同時(shí)采樣，從而消除了這種誤差。

由于電流檢測電路中使用了低通濾波器，受測電流信號(hào)出現(xiàn)延遲，并且實(shí)際電流存在相移。圖3顯示了這種情況，圖中，通道2為實(shí)際電流信號(hào)，通道1為經(jīng)過放大的相同信號(hào)，其隨后經(jīng)低通濾波器輸出。該放大信號(hào)有約220 μs的相位延遲。需要對(duì)這種延遲進(jìn)行補(bǔ)償，否則它會(huì)影響輸入功率測量的精確度。一種簡單的補(bǔ)償方法是，讓VIN-sense信號(hào)延遲約220μs，然后使用該經(jīng)過延遲的VIN信號(hào)來進(jìn)行輸入功率計(jì)算。所以，如果每隔20μs測量一次VIN，則需要對(duì)其延遲220/20 =11次。

真實(shí)輸入功率計(jì)算

組合方程式1、7和13，得到：

VIN和IIN由ADC在標(biāo)準(zhǔn)中斷環(huán)路中測量，其具有一定的限制時(shí)間，并且主要用于PFC環(huán)路控制。因此，為了節(jié)省CPU計(jì)算時(shí)間和防止標(biāo)準(zhǔn)中斷環(huán)路溢出，僅在該環(huán)路中計(jì)算Cv(n)Ci(n)。另外，方程式14的

各項(xiàng)，使用無限脈沖響應(yīng)（IIR）濾波器來實(shí)現(xiàn)。在背景環(huán)路中完成真實(shí)輸入功率的最終計(jì)算。

輸入RMS電流計(jì)算

圖1所示數(shù)字控制器所進(jìn)行的電流測量并不代表總輸入電流，因?yàn)殡姶鸥蓴_（EMI）濾波器中電容的作用未包括在內(nèi)。在高線壓和輕負(fù)載條件下，這種濾波器電流不再可以忽略不計(jì)，必須將其包括進(jìn)來，以實(shí)現(xiàn)精確的輸入電流報(bào)告。

圖4顯示了一種簡化版的EMI濾波器，我們?nèi)コ穗姼衅?，并使用一個(gè)單電容器（C）來代替總電容。圖中，IEMI為EMI電容器的RMS電抗性電流，IMeasure為數(shù)字控制器測量的輸入RMS電流，而IIN則為總輸入RMS電流。

EMI濾波器產(chǎn)生的電抗性電流為：

為了計(jì)算EMI電容器的電抗性電流，首先需要知道輸入電壓頻率。AC線壓和中性點(diǎn)電壓由兩個(gè)ADC通道檢測，然后通過固件整流。通過對(duì)比兩個(gè)ADC結(jié)果，我們可以發(fā)現(xiàn)零交叉。由于使用固定率對(duì)輸入電壓進(jìn)行采樣，因此可以通過計(jì)數(shù)兩個(gè)連續(xù)零交叉點(diǎn)之間的采樣數(shù)來計(jì)算AC頻率。一旦知道輸入電壓頻率，便可計(jì)算EMI電容器的電抗性電流：

如前所述，在標(biāo)準(zhǔn)中斷環(huán)路中測量電壓，因此為了節(jié)省CPU計(jì)算時(shí)間和防止該環(huán)路溢出，僅在其內(nèi)計(jì)算

方程式16的

通過IIR濾波器實(shí)現(xiàn)。在背景環(huán)路中計(jì)算最終EMI電抗性電流。ADC測得電流為：

使用離散格式，它可以寫為：

組合方程式1和18得到：

所前所述，在標(biāo)準(zhǔn)中斷環(huán)路中測量電流，因此僅在該環(huán)路中計(jì)算

方程式19的

通過IIR濾波器實(shí)現(xiàn)。

最后，把EMI濾波器的電抗性電流（IEMI）加上IMeasure（RMS），得到總輸入電流。IEMI領(lǐng)先受測電流（IMeasure（RMS））90o，因此，在背景環(huán)路中計(jì)算最終輸入RMS電流。

測試結(jié)果

這種輸入功率和RMS電流測量方法在一個(gè)360W的PFC評(píng)估模塊上進(jìn)行了測試。結(jié)果（表1）表明，這種方法擁有優(yōu)異的測量精確度。

結(jié)論

我們?yōu)槟榻B了一種低成本但卻精確的離線電源輸入功率和RMS電流測量方法。這種方法使用現(xiàn)有PFC控制器芯片和硬件，無需傳統(tǒng)的專用功率計(jì)芯片和額外的檢測電路，并且不影響正常的PFC控制。另外，它還具有如下一些特點(diǎn)：

●極低的成本

●簡單的兩點(diǎn)校準(zhǔn)

●使用雙采樣保持，VIN和IIN同時(shí)采樣

●固件EMI電流補(bǔ)償

●固件電流檢測，相移補(bǔ)償

●優(yōu)化的數(shù)學(xué)計(jì)算，CPU使用開銷較少