數(shù)據(jù)采集的設(shè)計(jì)權(quán)衡

　　圖 1 是模數(shù)轉(zhuǎn)換器（ADC）中通過基本模擬信號的路徑。每個(gè)數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)都要使用這種基本配置的某種形式。為每個(gè)元件所做的選擇會影響到對其他元件的選擇。

　　模擬信號路徑開始于輸入連接器。多數(shù)數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)會在模擬電路前采用某種形式的電路保護(hù)。例如保險(xiǎn)絲或箝位二極管等元件可以限制進(jìn)入系統(tǒng)的電壓或電流，以保護(hù)元器件不會損壞。

　　數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)很少采用單一的測量通道。數(shù)字萬用表（DMM）一般只有一個(gè)通道，但可以用繼電器與 DMM 結(jié)合來增加通道數(shù)。數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)（無論是插件板、USB 模塊或獨(dú)立系統(tǒng)）每個(gè)通道都可能有一個(gè)專用的 ADC，或只有一個(gè) ADC，由復(fù)用器（mux）連接到多個(gè)通道。每個(gè)通道都有專用 ADC 使系統(tǒng)的所有通道可以同時(shí)采樣。

　　在復(fù)用器之后（如果系統(tǒng)使用的話），可編程增益放大器（PGA）對來自傳感器或其他信號源的輸入電壓進(jìn)行放大或衰減，使之最佳地適配 ADC 的輸入電壓范圍。有些系統(tǒng)可能采用第二只運(yùn)放，它為輸入信號增加了一個(gè) DC 偏置電壓。偏置電壓用于使信號偏移，使之定位于 ADC 輸入范圍的中心。因此，ADC 輸入電壓范圍就是選擇 PGA 的主要因素。

　　也可以使用附加的箝位電路來保護(hù) ADC。在 ADC 之前，大多數(shù)系統(tǒng)設(shè)計(jì)者都增會加一個(gè)低通抗混疊濾波器。這個(gè)濾波器用于限制信號路徑的帶寬，在 ADC 進(jìn)行信號數(shù)字化以前盡可能減少混疊的最后機(jī)會。

　　要成功地?cái)?shù)字化模擬信號，ADC 需要一個(gè)基準(zhǔn)電壓 Vref。有些 ADC 帶有內(nèi)部基準(zhǔn)，而其他則采用外接基準(zhǔn)源。

Keithley Instruments 公司的高級總工程師 Kevin Cawley 說：“我們偏向于外接電壓基準(zhǔn)。我們認(rèn)為，外接電壓基準(zhǔn)要比內(nèi)置的更穩(wěn)定?！?/P>

　　United Electronic Industries（UEI）的工程經(jīng)理 Alex Ivchenko 進(jìn)一步說：“如果你用外接基準(zhǔn)，就可以通過控制 ADC 基準(zhǔn)電壓來調(diào)節(jié)輸入路徑的增益。如果輸入電壓太高，就需要提供一個(gè)更高的 Vref。”

　　ADC 的數(shù)字輸出可以是串行方式，也可以是并行方式。串行總線能提供更好的模擬性能，因?yàn)樵谝粋€(gè)給定時(shí)間內(nèi)只有較少的線路需要改變，可以盡量減少在電源與地線上的反跳，并降低了總系統(tǒng)噪聲。但是，對于相同的位數(shù)，串行接口運(yùn)行的時(shí)鐘頻率高于并行總線，因此,必須小心地發(fā)送信號以減少噪聲。

　　ADC 的選擇

　　ADC 的選擇涉及很多必須考慮的設(shè)計(jì)權(quán)衡。數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)中的多數(shù) ADC 都采用逐次逼近型（SAR）或 Σ-Δ架構(gòu)。一般來說，SAR 器件的速度高于 Σ-Δ ADC，但 Σ-Δ 架構(gòu)有更高的分辨率。如果需要高于 18 位的分辨率，就需要 Σ-Δ 轉(zhuǎn)換器。

　　ADC 的采樣率與電源電壓將決定可以使用的支持電路類型。以電源電壓為例，今天的多數(shù) ADC 采用 CMOS 工藝而不是雙極工藝制造。CMOS 器件的功耗遠(yuǎn)低于雙極器件，還可以采用較低的電源電壓軌運(yùn)行。雙極器件可能需要 12V 或 15V 電壓軌，而 CMOS 器件可以采用5V、4V、3.3V、2.5V 甚至 1.8V 的單極電源。

　　盡管低電壓能降低功耗，但它們也壓縮了 ADC 的動態(tài)范圍。ADC 運(yùn)行在 12V 時(shí)，其動態(tài)范圍是 0-4V 器件的六倍。因此，同樣數(shù)量的噪聲對 12V 系統(tǒng)的影響遠(yuǎn)小于一個(gè) 4V 系統(tǒng)。所以，必須使進(jìn)入 ADC 的噪聲低于 1 個(gè)最低有效位（LSB）。ADC 前的運(yùn)放噪聲級要與 1 LSB 動態(tài)范圍相一致。這意味著24 位 ADC 的噪聲要比 16 位ADC 更低。

　　Cawley 稱，為獲得更好的動態(tài)范圍，應(yīng)該盡可能使高電平信號遠(yuǎn)離模擬通道。他指出，Keithley 的 DMM 在 10V 范圍內(nèi)可以提供最佳的精度，此時(shí)對進(jìn)入的信號既不需要放大也無需衰減。

　　設(shè)計(jì)者的工作

　　由于高電壓軌可提供更好的動態(tài)范圍，很多工業(yè)數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)的設(shè)計(jì)者要求自己的運(yùn)放和數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器采用這類電壓軌。于是，ADC 制造商開發(fā)出了工作在 16V 電壓軌的 CMOS 數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器。Analog Devices 公司高級現(xiàn)場應(yīng)用工程師 Chris Hyde 指出，這些器件可以處理高達(dá) 15V 的傳感器輸入。

　　對低動態(tài)范圍的其他補(bǔ)償是盡可能早地對傳感器信號進(jìn)行數(shù)字化。UEI 的 Ivchenko 說：“高速 ADC 價(jià)格已經(jīng)下降到了一個(gè)讓過采樣更有意義的點(diǎn)位?！?

使用了過采樣，就可以用數(shù)字濾波器降低噪聲。過采樣與濾波器越多，則噪聲抑制能力越好，但系統(tǒng)會更慢。Ivchenko 指出，采用 22n 過采樣及使用一個(gè)數(shù)字均化濾波器會提高噪聲性能。下表列出了給定位數(shù)下需要多少過采樣才能提高噪聲性能的情形。

　　對給定位數(shù)提高噪聲性能需要的過采樣值

　　Ivchenko 在 ADC 后加了一個(gè)“磚墻式”（120 dB/倍頻程）數(shù)字有限脈沖響應(yīng)（FIR）濾波器，以降低噪聲并提取出感興趣的頻譜。然后，他提取一部分?jǐn)?shù)據(jù)或作一個(gè)移動平均，使采樣速率能為應(yīng)用所接受。

　　低壓 ADC 與運(yùn)放要求有足夠的供電電流，才能在數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換期間保持信號穩(wěn)定。Hyde 說：“設(shè)計(jì)者挑選的運(yùn)放和電壓基準(zhǔn)經(jīng)常沒有足夠的驅(qū)動能力。一個(gè)電壓基準(zhǔn)可能同時(shí)需要流出和流入電流?！币粋€(gè) ADC 可能有一個(gè)動態(tài)輸入阻抗，而且可能需要一個(gè)低阻抗信號源作充分的耦合，才能維持基準(zhǔn)電壓電平。

　　National Instruments 的模擬設(shè)計(jì)工程師 Luis Orozco 稱：“SAR 轉(zhuǎn)換器需要一種很低的輸出阻抗源來保持輸入信號在轉(zhuǎn)換期間不會變化。由于 SAR ADC 一般對其電源表現(xiàn)為高動態(tài)負(fù)載，我們要小心地旁路所有器件?！彼赋?，給一個(gè) ADC 配用正確的運(yùn)放非常重要。

　　Orozco 說：“一個(gè)運(yùn)放要具備實(shí)現(xiàn)特定 ADC 規(guī)格的性能，它消耗的電流要比 ADC 自身多數(shù)倍?！盇DC 的基準(zhǔn)輸入與信號輸入表現(xiàn)類似。低功耗器件（如電壓基準(zhǔn)）可能需要電容器或緩沖器，從而在 ADC 對基準(zhǔn)采樣時(shí)保持輸出的穩(wěn)定電平。

　　Ivchenko 補(bǔ)充說：“不僅如此，還應(yīng)采用低等效串聯(lián)電阻（ESR）的旁路電容?？赡艿脑挶M量用 X7R 陶瓷電容，而不用鉭電容。電容器必須有足夠快的充放電速度，才能在轉(zhuǎn)換期間為 ADC 提供足夠的峰值電流。”高 ESR 會增加電容器的充放電時(shí)間。

　　圖 2 給出了提供充足電流的兩種方法。在圖 2a 中，一只電容器存儲能量，當(dāng) ADC 需要更多電流來保持基準(zhǔn)電壓穩(wěn)定時(shí)，電容為其供電。一般 22?F 的電容就夠用了，但要查看ADC 數(shù)據(jù)手冊來確認(rèn)這一點(diǎn)。在圖 2b 中，運(yùn)放用于 ADC 電壓基準(zhǔn)的緩沖。運(yùn)放給電壓基準(zhǔn)提供了高阻抗輸入，同時(shí)其低阻抗輸出能為 ADC 提供充足的電流。雖然運(yùn)放方案更講究，但它為 Vref 增加了一個(gè)偏置電壓，這會增加系統(tǒng)噪聲、功耗，而且成本也更高。

　　差分輸入

　　為改善動態(tài)范圍和噪聲抑制能力，應(yīng)在數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)中采用差分輸入。使用差分輸入時(shí)（與單端輸入相反），兩根信號線上的任何信號都被共模抑制（CMR）放大器或 ADC 排除掉了。如果傳感器輸出是單端的，可使用一種單端-差分轉(zhuǎn)換驅(qū)動電路（圖 3）。數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)可以設(shè)計(jì)為使用單端輸入或差分輸入。

　　很多數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)都用一個(gè)復(fù)用器來增加通道。復(fù)用器中的電阻與電容會影響信號的完整性。例如，來自復(fù)用器的電荷注入會將 DC 信號轉(zhuǎn)變?yōu)?AC 信號。導(dǎo)通電阻（Ron）與寄生電容相結(jié)合，就形成了一個(gè)低通濾波器，它有一個(gè) RC 時(shí)間常數(shù)。圖 4 表示如果時(shí)間常數(shù)相對于采樣時(shí)間過長將會發(fā)生的事情。

　　這個(gè)系統(tǒng)錯誤可以很容易被測試。將一個(gè)復(fù)用數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)中的兩個(gè)相鄰?fù)ǖ溃ㄈ缤ǖ?0 和 1）連接到接近系統(tǒng)輸入極限的 DC 電壓上，如 +10V 和 -10V。接下來，在兩個(gè)輸入通道之間進(jìn)行交替采樣。開始對每個(gè)通道進(jìn)行幾次采樣，并逐漸轉(zhuǎn)為每通道一次采樣，然后切換通道。

　　如果時(shí)間常數(shù)快于采樣速率，則應(yīng)看到二分之一采樣速率的一個(gè)方波。但如果時(shí)間常數(shù)過長，則所得到的是一個(gè)類似的三角波，因?yàn)橥ǖ乐g有電荷注入。

　　Analog Devices 公司的 Hyde 說：“Ron 應(yīng)不大于幾歐姆。數(shù)百歐的導(dǎo)通電阻對今天的多數(shù)數(shù)據(jù)采集應(yīng)用而言太大了?！倍?National Instruments 的 Orozco 主張，數(shù)百歐并不太大，因?yàn)樯嫌芜\(yùn)放有高輸入阻抗。

　　Hyde 還指出，復(fù)用器的導(dǎo)通電阻會根據(jù)系統(tǒng)輸入信號的幅度而變化。如果將通道從一個(gè)電壓軌變到另一個(gè)電壓軌，就需要了解通道的 RC 時(shí)間常數(shù)。當(dāng) Ron 隨電壓變化時(shí)，通道電容會產(chǎn)生一個(gè)隨頻率變化的阻抗。這些阻抗與電容一起構(gòu)成了一個(gè)可變的低通濾波器，并造成失真。

　　Hyde 說：“通道必須落在 ADC 精度極限內(nèi)，以防止電荷導(dǎo)致的錯誤?！毙聫?fù)用器的電容小于較老型號，他補(bǔ)充說。

　　技術(shù)數(shù)據(jù)

　　在設(shè)計(jì)數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)時(shí)，當(dāng)然要依賴于 ADC、運(yùn)放和電壓基準(zhǔn)的數(shù)據(jù)手冊。元器件制造商也會為自己的元件提供其他有價(jià)值的資源，如參考設(shè)計(jì)板（圖 5）。通常情況下，可以購買一塊參考設(shè)計(jì)板來評估元件，然后再將它們設(shè)計(jì)到自己的系統(tǒng)里。

　　數(shù)據(jù)手冊也提供了設(shè)計(jì)與布局信息，但 Keithley 的 Cawley 發(fā)現(xiàn)，數(shù)據(jù)手冊上的信息和參考設(shè)計(jì)板可能不一致。在設(shè)計(jì)一個(gè) 500 k 采樣/秒、18 位的數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)時(shí)，Cawley 使用數(shù)據(jù)手冊中的設(shè)計(jì)信息，不過發(fā)現(xiàn) ADC 產(chǎn)生的噪聲在 3 與 7 LSB 之間（5 ?V/LSB）。他說：“當(dāng)我轉(zhuǎn)用參考設(shè)計(jì)推薦的布局時(shí)，噪聲跌到了 1 LSB 內(nèi)。該參考設(shè)計(jì)在 QFP 器件下用了四層接地。用 9 個(gè)通孔連接接地層，但數(shù)據(jù)手冊用了一根從 ADC 到一只旁路電容的走線，而沒有用接地層?！?

　　模擬 IC 制造商為 ADC 的設(shè)計(jì)提供了豐富的技術(shù)信息，無需支付費(fèi)用就可以找到應(yīng)用說明、數(shù)據(jù)手冊、在線研討會、技術(shù)論文，以及仿真軟件等。