解析高速PCB設計中的時序分析及仿真策略

　　TCLKA_DELAY=TCO_CLKA+Tflt_CLKA

　　而數(shù)據(jù)延時：

　　TDATA_DELAY=TCO_CLKB+Tflt_CLKB+TCO_DATA+Tflt_DATA_SWITCH_DELAY

　　若要滿足數(shù)據(jù)的保持時間，則必須有：

　　TDATA_DELAY_MIN-TCLKA_DELAY_MAX-Thold-Tmargin>0

　　展開、整理并考慮時鐘抖動Tjitter等因素，可得如下關系：

　　(TCO_CLKB_MIN-TCO_CLKA_MAX)+(Tflt_CLKB_MIN-Tflt_CLKA_MAX)+TCO_DATA_MIN+Tflt_DATA_SWITCH_DELAY_MIN-Thold-Tmargin-Tjitter>02

　　式(2)中，第一個括號內(nèi)仍然是時鐘芯片CLOCK BUFFER輸出時鐘之間的最大相位差;第二個括號內(nèi)繼續(xù)可以理解為時鐘芯片輸出的兩個時鐘CLKA、CLKB分別到達RECEIVER和DRIVER的最大延時差;要滿足數(shù)據(jù)的保持時間，實際可調(diào)整的部分也只有兩項，即Tflt_CLKB_MIN-Tflt_CLKA_MAX和Tflt_DATA_SWITCH_DELAY_MIN。單從滿足保持時間的角度而言，Tflt_CLKB_MIN和Tflt_DATA_SWITCH_DELAY_MIN應盡可能大，而Tflt_CLKA_MAX則要盡可能小。也就是說，若欲滿足保持時間，就要使接收時鐘早點來，而數(shù)據(jù)則要晚點無效(invalid)。

　　為了正確無誤地接收數(shù)據(jù)，必須綜合考慮數(shù)據(jù)的建立時間和保持時間，即同時滿足(1)式和(2)式。分析這兩個不等式可以看出，調(diào)整的途徑只有三個：發(fā)送時鐘延時、接收時鐘延時和數(shù)據(jù)的延時。調(diào)整方案可這樣進行：首先假定發(fā)送時鐘延時嚴格等于接收時鐘延時，即Tflt_CLKA_MIN-Tflt_CLKB_MAX　=0和Tflt_CLKB_MIN-Tflt_CLKA_MAX　=0(后文將對這兩個等式的假設產(chǎn)生的時序偏差進行考慮)，然后通過仿真可以得出數(shù)據(jù)的延時范圍，如果數(shù)據(jù)延時無解則返回上述兩個等式，調(diào)整發(fā)送時鐘延時或接收時鐘延時。下面是寬帶網(wǎng)交換機中GLINK總線公共時鐘同步數(shù)據(jù)收發(fā)的例子：首先假定發(fā)送時鐘延時嚴格等于接收時鐘延時，然后確定數(shù)據(jù)的延時范圍，代入各參數(shù)，(1)和(2)式分別變?yōu)椋?/p>

　　1.5-Tflt_DATA_SETTLE_DELAY_MAX-Tmargin>0

　　0.5+Tflt_DATA_SWITCH_DELAY_MIN-Tmargin>0

　　在不等式提示下，結(jié)合PCB布局實際，確定Tflt_DATA_SETTLE_DELAY_MAX<1.1;Tflt_DATA_SWITCH_DELAY_MIN >-0.1，剩下0.4ns的余量分配給了兩個時鐘的時差和Tmargin。在SPECCTRAQUEST中提取拓撲并進行信號完整性仿真，進而確定各段線長及拓撲結(jié)構(gòu)。對此結(jié)構(gòu)(共12種組合)進行全掃描仿真，得到Tflt_DATA_SETTLE_DELAY_MAX=1.0825 Tflt_DATA_SWITCH_DELAY_MIN =-0.0835004，符合確定的1.1和

　　-0.1的范圍指標。由此可以得出GLINK總線數(shù)據(jù)線的約束規(guī)則：①匹配電阻到發(fā)送端的延時不應大于0.1ns;

　?、跀?shù)據(jù)線必須以0.1ns進行匹配，即每個數(shù)據(jù)線都必須在0.65ns～0.75ns之間。有了上述的約束規(guī)則就可以指導布線了。

　　下面再考慮硬性規(guī)定Tflt_CLKA_MIN-Tflt_CLKB_MAX=0和Tflt_CLKB_MIN-Tflt_CLKA_MAX=0帶來的影響。事先約束發(fā)送時鐘和接收時鐘完全等長(在實際操作中以0.02ns進行匹配)在CADENCE環(huán)境下，進行時鐘仿真，得到結(jié)果：|Tflt_CLKA_MIN-Tflt_CLKB_MAX|<0.2和|Tflt_CLKB_MIN-Tflt_CLKA_MAX|<0.2。可見留給Tmargin的余量為0.2ns。

　　最終的仿真結(jié)果是：① 匹配電阻到發(fā)送端的延時不應大于0.1ns;②數(shù)據(jù)線以0.1ns進行匹配，即每個數(shù)據(jù)線都必須在0.65ns～0.75ns之間;③發(fā)送時鐘和接收時鐘以0.02ns匹配等長;④Tmargin=0.2ns。有了上述拓撲結(jié)構(gòu)樣板和約束規(guī)則就可以將SPECCTRAQUEST或ALLEGRO導入到CONSTRAINS MANAGER中。當這些設計約束規(guī)則設置好后，就可以利用自動布線器進行規(guī)則驅(qū)動自動布線或人工調(diào)線。

　　圖3 仿真波形

　　2 源同步時序關系及仿真實例

　　所謂源同步就是指時鐘選通信號CLK由驅(qū)動芯片伴隨發(fā)送數(shù)據(jù)一起發(fā)送，它并不象公共時鐘同步那樣采用獨立的時鐘源。在源同步數(shù)據(jù)收發(fā)中，數(shù)據(jù)首先發(fā)向接收端，經(jīng)稍短時間選通時鐘再發(fā)向接收端用于采樣鎖存這批數(shù)據(jù)。其示意圖如圖2所示。源同步的時序分析較公共時鐘同步較為簡單，分析方法很類似，下面直接給出分析公式：

　　建立時間：Tvb_min+(Tflt_clk_min-Tflt_data_settle_delay_max)-Tsetup-Tmargin>0

　　保持時間：Tva_min+(Tflt_data_switch_delay min-Tflt_clk _max)-Thold-Tmargin>0

　　其中，Tvb為驅(qū)動端的建立時間，表示驅(qū)動端數(shù)據(jù)在時鐘有效前多少時間有效;Tva為發(fā)送端的保持時間，表示驅(qū)動端數(shù)據(jù)在時鐘有效后保持有效的時間;其他參量含義同前。下面以通信電路中很常見的TBI接口為例介紹源同步時序分析及仿真過程。TBI接口主要包括發(fā)送時鐘和10bit的發(fā)送數(shù)據(jù)、兩個接收時鐘和10bit接收數(shù)據(jù)。RBC0、RBC1為兩個接收時鐘，在千兆以太網(wǎng)中，這兩個時鐘頻率為62.5MHz，相差為180°，兩個時鐘的上升沿輪流用于鎖存數(shù)據(jù)。根據(jù)數(shù)據(jù)手冊的時序參數(shù)，代入上式可得：

　　2.5+Tflt_clk _min-Tflt_data__settle_delay_max　-1-Tmargin>0

　　1.5+Tflt_data__switch_delay min-Tflt_clk _max　-0.5-Tmargin>0

　　仿照前述分析方法：假設時鐘、數(shù)據(jù)信號線的飛行時間嚴格相等，即時鐘和數(shù)據(jù)完全匹配，然后分析它們不匹配帶來的影響。上式變?yōu)棣?/p>

　　1.5-Tmargin>0

　　1-Tmargin>0

　　可見，無論是建立時間還是保持時間都有很大的余量。經(jīng)過仿真，發(fā)現(xiàn)數(shù)據(jù)和時鐘完全匹配等長(以0.02ns匹配為例)，仍有0.3ns的差別，即，

　?。烼flt_clk_min-Tflt_data_settle_delay_max　<0.3

　?。烼flt_data_switch_delay min-Tflt_clk_max　<0.3

　　取Tmargin=0.5ns得到時鐘和數(shù)據(jù)的匹配為0.2ns，即數(shù)據(jù)和時鐘的長度匹配不應超過0.2ns。

　　在實際仿真中首先就時鐘和數(shù)據(jù)的信號完整性進行分析仿真，通過適當?shù)亩私悠ヅ涞玫捷^好的接收波形。圖3是一組無源端匹配和有源端匹配時鐘線的不同仿真波形比較，從中可以看出首先進行信號完整性仿真的必要性。

　　在公共時鐘同步中，數(shù)據(jù)的發(fā)送和接收必須在一個時鐘周期內(nèi)完成。同時器件的延時和PCB走線的延遲也限制了公共時鐘總線的最高理論工作頻率。故公共時鐘同步一般用于低于200MHz～300MHz的傳輸速率，高于這個速率的傳輸，一般應引入源同步技術(shù)。源同步技術(shù)工作在相對的時鐘系統(tǒng)下，采用數(shù)據(jù)和時鐘并行傳輸，傳輸速率主要由數(shù)據(jù)和時鐘信號間的時差決定，這樣可以使系統(tǒng)達到更高的傳輸速率。筆者通過對寬帶以太網(wǎng)交換機主機和子卡板進行信號完整性分析、時序分析及其仿真，大大縮短了產(chǎn)品的設計周期，通過分析仿真有效地解決了高速設計中出現(xiàn)的信號完整性、時序等方面的問題，充分保證了設計的質(zhì)量和設計速度，真正做到了PCB板的一次通過。主板和子卡板目前已經(jīng)通過調(diào)試，并順利轉(zhuǎn)產(chǎn)。