基于DSP實(shí)現(xiàn)的開關(guān)逆變電源

1 引言

隨著工業(yè)和科學(xué)技術(shù)的發(fā)展，用戶對(duì)電能質(zhì)量的要求越來越高。包括市電在內(nèi)的所有原始電能可能滿足不了用戶的要求，必須經(jīng)過處理后才能使用，逆變技術(shù)在這種處理中起到了重要的作用。傳統(tǒng)的逆變技術(shù)多為模擬控制或模擬與數(shù)字相結(jié)合的控制系統(tǒng)，其缺點(diǎn)為

1）控制電路的元器件比較多，體積龐大，結(jié)構(gòu)復(fù)雜；

2）靈活性不夠，硬件電路一旦設(shè)計(jì)完成，控制策略就不能改變；

3）調(diào)試比較麻煩，由于元器件特性的差異，致使電源一致性差，且模擬器件的工作點(diǎn)漂移，會(huì)導(dǎo)致系統(tǒng)參數(shù)的漂移，從而給調(diào)試帶來不便。

因此，傳統(tǒng)的逆變器在許多場(chǎng)合已不適應(yīng)新的要求。

隨著高速、廉價(jià)的數(shù)字信號(hào)處理器（DSP——Digital Signal Processor）的問世，于是便出現(xiàn)了數(shù)字電源（DPS——Digital Power Supply）。其優(yōu)點(diǎn)有

1）數(shù)字化更容易實(shí)現(xiàn)數(shù)字芯片的處理和控制，避免模擬信號(hào)傳遞的畸變、失真，減少雜散信號(hào)的干擾；

2）便于系統(tǒng)調(diào)試；

3）如果將網(wǎng)絡(luò)通迅和電源軟件調(diào)試技術(shù)相結(jié)合，可實(shí)現(xiàn)遠(yuǎn)程遙感、遙測(cè)、遙調(diào)。

這些使得逆變電源數(shù)字化控制成為今后的發(fā)展趨勢(shì)。

本文采用TI公司專門為電機(jī)及電力電子領(lǐng)域設(shè)計(jì)的TMS320LF2407型DSP作為控制器，介紹數(shù)字化周波逆變器的硬件設(shè)計(jì)和軟件設(shè)計(jì)。

2 TMS320LF2407的結(jié)構(gòu)特點(diǎn)

TMS320LF2407具有高速信號(hào)處理和數(shù)字化控制功能所必需的結(jié)構(gòu)特點(diǎn)。將其優(yōu)化的外設(shè)單元和高性能的DSP內(nèi)核相結(jié)合，可以為各種類型電機(jī)提供高速和全變速的先進(jìn)控制技術(shù)。其主要特點(diǎn)為

1）其系統(tǒng)運(yùn)行主頻達(dá)30MHz，使得指令周期縮短到33ns，絕大部份指令均可在單周期內(nèi)完成，提高了控制器的實(shí)時(shí)能力。

2）2個(gè)事件管理器模塊EVA和EVB，每個(gè)包括2個(gè)16位通用定時(shí)器；8個(gè)16位的脈寬調(diào)制（PWM）通道。它們能夠?qū)崿F(xiàn)三相反相器控制；PWM的對(duì)稱和非對(duì)稱波形；當(dāng)外部引腳PDPINTx出現(xiàn)低電平時(shí)快速關(guān)閉PWM通道；可編程的PWM死區(qū)控制以防止上下橋臂同時(shí)輸入觸發(fā)脈沖；16通道A/D轉(zhuǎn)換器等功能。事件管理模塊適用于控制交流感應(yīng)電機(jī)、無(wú)刷直流電機(jī)、開關(guān)磁阻電機(jī)、步進(jìn)電機(jī)、多級(jí)電機(jī)和逆變器。

3）10位A/D轉(zhuǎn)換器最小轉(zhuǎn)換時(shí)間為500ns，可選擇由兩個(gè)事件管理器來觸發(fā)兩個(gè)8通道輸入A/D轉(zhuǎn)換器或一個(gè)16通道輸入的A/D轉(zhuǎn)換器。

4）高達(dá)40個(gè)可單獨(dú)編程或復(fù)用的通用輸入/輸出引腳(GPIO)。

3 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

本系統(tǒng)由主電路和控制電路兩部分組成，如圖1所示。主電路部分，采用移相式零電壓、零電流（PS－ZVZCS）全橋變換器和相控周波變換器PCCYC（Phase ControlLED Cycle Converter）。跟其它變換器相比，相控周波變換器始終都可以工作在第一、三象限，與移相技術(shù)相結(jié)合，可以極大地提高高頻變壓器的工作效率。同時(shí)，采用高頻環(huán)進(jìn)行逆變，因而無(wú)須采用工頻變壓器，使體積減小。全橋變換器部分，利用可飽和電感Lr和隔直電容Cr實(shí)現(xiàn)對(duì)環(huán)流的阻斷，可以在很寬的負(fù)載范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)超前橋臂的ZVS和滯后橋臂的ZCS，減小了開關(guān)應(yīng)力，降低了損耗，提高了工作效率。Lr和Cr的選擇可參考文獻(xiàn)[4]?？刂撇糠郑捎每焖?、高效的DSP作為核心控制器，通過光耦隔離，并有IGBT自保護(hù)的專門驅(qū)動(dòng)芯片EXB841來驅(qū)動(dòng)主電路中的功率開關(guān)管。與采樣電路，保護(hù)電路配合，可對(duì)輸出實(shí)行實(shí)時(shí)控制，具有較快的動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度和良好的輸出特性。

圖1 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖

4 工作原理

Q1～Q4構(gòu)成全橋，Q5、Q6組成周波變換器。開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)波形如圖2所示。

圖2 開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)波形

整個(gè)工作過程可分為4個(gè)階段，下面分別說明。

第一階段 Q1、Q4導(dǎo)通

當(dāng)Q1、Q4（有相位差）導(dǎo)通，并讓Q5提前導(dǎo)通，直流側(cè)的能量便可傳輸?shù)捷敵龆?。此時(shí)諧振電感儲(chǔ)能，Q5軟開通，減少了開關(guān)損耗。如圖2中ug5所示。

第二階段 諧振

由于電路隔直電容和諧振電感（包括變壓器中漏感）諧振，電感在第一階段所保存的能量得以釋放。當(dāng)諧振電流到零時(shí)，關(guān)斷Q1。此階段Q2、Q4導(dǎo)通，Q5延遲一段時(shí)間再關(guān)斷。如圖2中ug5所示。

第三階段 Q2，Q3導(dǎo)通

在此階段，使Q6在Q2，Q3導(dǎo)通前提前導(dǎo)通。當(dāng)Q2，Q3（Q1，Q2之間有死區(qū)）導(dǎo)通時(shí)，直流側(cè)的能量便可傳遞到輸出端，此時(shí)Q6為軟開通。如圖2中ug6所示。

第四階段 諧振

工作原理同第二階段類似，此時(shí)電流方向與第二階段相反，當(dāng)電感上的能量釋放完畢，關(guān)斷Q6。此時(shí)一個(gè)周期便結(jié)束，開始下一個(gè)周期。

從圖1可以看出，無(wú)論變壓器副邊電壓極性如何，若Q5導(dǎo)通、Q6關(guān)斷，則輸出端OUT1為正，OUT2為負(fù)；若Q6導(dǎo)通，而Q5關(guān)斷，則OUT2為正，而OUT1為負(fù)。所以，控制Q5，Q6的導(dǎo)通順序，即可控制輸出端的極性，并可獲得多種波形，例如交流、脈沖等波形均可實(shí)現(xiàn)。如要輸出正弦波的正半周時(shí)，PULS1控制Q1，Q4，PULS2控制Q2，Q3，并同時(shí)讓Q5，Q6相應(yīng)地提前導(dǎo)通，便可輸出正弦波的正半周，如圖3所示。

（a） 驅(qū)動(dòng)波形

（b） 輸出波形

圖3 輸出正弦波的正半周

要輸出正弦波的負(fù)半周，只需讓Q5，Q6的導(dǎo)通順序交換便可，如圖4所示。

（a）

（b）

圖4 輸出正弦波的負(fù)半周

5 軟件實(shí)現(xiàn)

TMS320LF2407的處理速度為30MIPS，幾乎所有的指令都可在50ns的單周期內(nèi)完成，配合其強(qiáng)大的指令運(yùn)算功能，很容易實(shí)現(xiàn)各種控制算法及高速的實(shí)時(shí)采樣，可提高系統(tǒng)的工作效率。為了改善系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)品質(zhì)，并減小系統(tǒng)的靜差，采用了閉環(huán)來實(shí)現(xiàn)各個(gè)功率變換環(huán)節(jié)的控制。

5.1 PWM波的輸出

本文采用三角波作為載波的規(guī)則采樣法，來獲得等高不等寬的矩形波，即脈沖。每個(gè)脈沖的中點(diǎn)都與相應(yīng)的三角波的中點(diǎn)相對(duì)應(yīng)，在三角波的負(fù)峰值時(shí)刻tD對(duì)正弦調(diào)制波采樣而得D點(diǎn)，過D點(diǎn)作一水平直線和三角波分別交于A點(diǎn)和B點(diǎn)，如圖5所示。則有

δ=Tc(1＋sinωrtD)/2

圖5 采樣三角波載波的規(guī)則采樣法

根據(jù)這一關(guān)系式，如果一個(gè)周期內(nèi)有N個(gè)矩形波，則第i個(gè)矩形波的占空比為

Dr=0.5＋0.5sin(i＊2π/N)

用周期和占空比分別去設(shè)定TMS320LF2407中PWM電路相應(yīng)的寄存器，便可在PWMx(x=1,2,3,4,7,8)上獲得所需的PWM脈沖波形，由這些PWM脈沖去控制相應(yīng)的6個(gè)開關(guān)管，便可輸出正弦波形。要注意的是，輸出正弦波質(zhì)量的高低與用作控制的正弦波的離散數(shù)量有關(guān)，如果離散數(shù)量越多，則輸出的正弦波就越平滑，但卻增加了DSP的運(yùn)算量。反之輸出會(huì)越差。因此，對(duì)具體的應(yīng)用場(chǎng)合，要選擇合適的離散值。定時(shí)器T1，T3被設(shè)定為下溢和周期匹配中斷方式，用作PWM輸出時(shí)基，工作在連續(xù)增/減記數(shù)模式。

5.2 實(shí)時(shí)采樣

采用TMS320LF2407中集成的16路ADC轉(zhuǎn)換電路實(shí)現(xiàn)電壓、電流采樣（每一通道的最小轉(zhuǎn)換時(shí)間為500ns）。通過采樣模塊MAX122，將采樣信號(hào)轉(zhuǎn)換為L(zhǎng)F2407的ADC所需的0～3.3V電平。在一個(gè)工頻周期中，將采樣200次（開關(guān)頻率為20kHz）。一旦有沖擊性負(fù)載存在，將導(dǎo)致輸出電流，或電壓過高，使DSP能及時(shí)捕獲此突變。DSP將調(diào)用相應(yīng)的子程序來處理過壓或過流情況，以保護(hù)整個(gè)電路的正常運(yùn)行。定時(shí)器T2被設(shè)定為下溢和周期中斷方式，用作ADC采樣的控制時(shí)基，工作在連續(xù)增/減記數(shù)模式。

6 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

根據(jù)以上原理，初步設(shè)計(jì)了一臺(tái)實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)，并獲得了比較好的效果。其主要技術(shù)參數(shù)如表1所列。

表1 主要技術(shù)參數(shù)

圖6為全橋電路中隔直電容上的電壓，圖7為變壓器一次側(cè)中性點(diǎn)電壓及變壓器一次側(cè)電流波形。

時(shí)間：5μs/div，電壓：2V/div，

圖6 隔直電容電壓

時(shí)間：5μs/div，電壓：150V/div，電流：5A/div

圖7 一次側(cè)中性點(diǎn)電壓及一次側(cè)電流

可以看出，全橋電路中的開關(guān)管在隔直電容和飽和電感諧振作用下，實(shí)現(xiàn)了軟開通和軟關(guān)斷。圖8為輸出電壓波形。

圖8 輸出電壓波形

7 結(jié)語(yǔ)

本文介紹了基于DSP數(shù)字化控制的相控周波變換器電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，分析了其工作原理，并提出了控制信號(hào)的產(chǎn)生過程。實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明了數(shù)字化實(shí)現(xiàn)的正確性，并取得了較好的效果?？梢钥隙?，采用數(shù)字化實(shí)現(xiàn)的高頻鏈周波變換器比傳統(tǒng)的基于模擬或模擬與數(shù)字相結(jié)合的逆變器具有更強(qiáng)的優(yōu)越性。數(shù)字化使得系統(tǒng)具有很強(qiáng)的可編程性，無(wú)論在調(diào)試，還是在產(chǎn)品更新或升級(jí)等方面都具有傳統(tǒng)逆變器所不可以比擬的優(yōu)勢(shì)。