14位、125 MSPS四通道ADC，通過后端數(shù)字求和增強SNR性能

電路功能與優(yōu)勢

圖1所示電路是14位、125 MSPS四通道ADC系統(tǒng)的簡化圖，該電路使用后端數(shù)字求和將信噪比（SNR）從單通道ADC的74 dBFS提升到四通道ADC的78.5 dBFS.這項技術特別適合要求高SNR（如超聲和雷達）的應用，并且利用了現(xiàn)代高性能、低功耗、四通道流水線式ADC。

該電路使用了非相關噪聲源在方和根（rss）基礎上相加，而信號電壓在線性基礎上相加的基本原理。

圖1.四個并聯(lián)ADC求和得到更高SNR的基本框圖

電路描述

每個ADC的輸入由信號項（VS）和噪聲項（VN）組成。將四個噪聲電壓源求和可得到總電壓VT，它是四個信號電壓加上四個噪聲電壓方和根的線性和，例如：

由于VS1 = VS2 = VS3 = VS4，信號可有效地乘以4，而轉換器噪聲——具有等效rms值——僅乘以2，因此信噪比以系數(shù)2增加，即6.02 dB.所以，6.02 dB的SNR增量是將四個類似信號求和所引起的一個額外的有效分辨率位的結果。由于SNR（dB） = 6.02N + 1.76 dB，其中N為位數(shù)，從而

表1顯示將多個ADC輸出求和得到的SNR理論值。為方便起見，顯然應選擇將四個ADC求和。某些關鍵情況下可能需要更多的ADC求和，但具體取決于其他的系統(tǒng)規(guī)格（包括成本）和可用的電路板空間。

14位ADC的理想SNR是（6.02×14） + 1.76 = 86.04 dB AD9253數(shù)據(jù)手冊指定的典型SNR為74 dB，但其產(chǎn)生的ENOB為12位。

圖1所示電路集成無源接收器前端，由四個模擬輸入通道組成，采用器件為14位、125 MSPS四通道模數(shù)轉換器AD9253.

該電路接受單端輸入，并通過雙平衡配置中兩個阻抗比為1：1的寬帶寬（3GHz） M/A-COM ETC1-1-13巴倫將輸入轉換為差分信號，如圖2所示。

所有四個ADC輸入均在巴倫配置的次級側相連。電路中無增益，每個模擬輸入對都有簡單濾波功能，減少可能反饋至鄰近ADC通道的殘余反沖信號。

通過ADC的全差分架構提供良好的高頻共模抑制性能，因此求和時非相關噪聲源最小，產(chǎn)生78.5 dBFS SNR和85dBc SFDR性能（第一奈奎斯特頻帶內(nèi)，以125MSPS采樣時0MHz至62.5MHz）。整體電路帶寬為65 MHz，通帶平坦度為1dB.

為了獲得最佳性能，采用雙平衡巴倫法在頻率范圍內(nèi)達到最佳的偶階雜散性能。由于四個ADC的輸入相連，維持平衡可能有一定難度，哪怕頻率低于100 MHz.

使用66Ω差分端接電阻端接巴倫配置的次級側。選擇66Ω有助于減少四個轉換器輸入阻抗并聯(lián)組合的損耗，同時最大程度降低變壓器次級側對初級側的損耗，獲得從初級側看來大約50Ω的總阻抗。

此設計中采用了鐵氧體磁珠，有助于降低電路板布局以及四個未緩沖并聯(lián)ADC通道引起的寄生容性負載的影響。磁珠可減少來自每個ADC輸入通道的反沖，從而保持了整體帶寬。

10Ω串聯(lián)電阻具有雙重作用。首先，它們驅(qū)動ADC輸入濾波器（2pF共模和5pF差分）；其次，它們起到減少來自每個ADC反沖的作用。有關反沖充電和未緩沖ADC架構的更多信息，請參見應用筆記AN-742。

表2總結了系統(tǒng)的測量性能，其中3 dB帶寬為67 MHz.網(wǎng)絡的總插入損耗約為3dB，因此需要+13dBm的輸入驅(qū)動能力，以便為ADC的輸入提供滿量程2Vp-p差分信號。

系統(tǒng)性能

14位、125 MSPS、四通道ADC AD9253與16位、125 MSPS ADC AD9653引腳兼容。圖3顯示AD9253和AD9653四通道求和配置的帶寬測量對比。

針對單通道和四通道版本的AD9253和AD9653測量SNR，結果顯示在圖4中。

請注意，使用四通道求和技術，可增加14位ADC AD9253在10 MHz時的SNR，增加量約為5dB.16位ADC AD9653的SNR增加量大致相同。

另一方面，單個14位ADC AD9253和單個16位ADC AD9653相差大約3 dB.

SFDR數(shù)據(jù)用于AD9253和AD9653，的四通道求和配置，如圖5所示。