寬頻帶圓極化天線的優(yōu)化設(shè)計
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1 引言
印刷結(jié)構(gòu)的圓極化天線由于其低剖面、易加工、可共形、饋電簡單、重量輕的特點，受到人們的關(guān)注。然而早期的印刷圓極化天線的頻帶很窄，且多采用單向輻射的貼片類天線。近年來，為適應(yīng)移動通信手機對天線雙向(全向)輻射的需要，已發(fā)展了多種技術(shù)以改善圓極化軸比和阻抗匹配的公共頻帶。例如能達(dá)到法向圓極化軸比3 dB和回波損失-10 dB指標(biāo)的天線有：CPW饋電的方形寬縫單元(18 %)微帶饋電的環(huán)形縫單元(10.5 %)，CPW饋電的不等長十字條帶加載的方形寬縫單元(12.4%)；CPW饋電的環(huán)加載圓形寬縫單元(16.6 %)；微帶饋電的方形寬縫單元(22.2 %)；微帶L形饋電的圓形寬縫單元 (38 %)。其中，僅[1]在高性能圓極化軸比1 dB的指標(biāo)下達(dá)到13 %的較寬頻帶；之外的天線總是阻抗匹配的頻帶寬于并包含了圓極化軸比的頻帶。
本文引用地址：http://www.ex-cimer.com/article/259615.htm本文旨在采用微帶線饋電的寬縫天線獲取更寬的高性能法向圓極化軸比頻帶。雖然CPW饋電的印刷天線通常要比微帶饋電的擁有更寬的頻帶，但是微帶饋電不在輻射平面內(nèi)而擁有較多的調(diào)節(jié)自由度、且容易設(shè)計饋電網(wǎng)絡(luò)。為了實現(xiàn)圓極化，在寬縫內(nèi)特定位置加載特定長度的條帶，經(jīng)優(yōu)化設(shè)計達(dá)到了法向圓極化軸比1 dB的18.5 %頻帶，且反而寬于阻抗匹配的頻帶，其公共頻帶為13.9%。
2 天線的結(jié)構(gòu)與原理
天線結(jié)構(gòu)（圖1）印刷在介電常數(shù)εr = 2.2，厚度1 mm的基片上表面，由L×L方形接地板上半徑為r的圓形寬縫、及伸出其邊緣的三個條帶組成，條帶取向分別平行于y軸、與x軸呈±45°角，長度分別為l1, l2, l3，寬度都取w。印刷在基片下表面的50W微帶線寬度為w0，沿x向伸入圓縫的長度為l0。
圖1 微帶饋電并加載不等長條帶的寬縫圓極化天線結(jié)構(gòu)
沿x軸伸入寬縫的饋線與沿y向的條帶1可構(gòu)成法向圓極化波。適當(dāng)調(diào)整l0、l1和r，利用仿真軟件Ansoft HFSS 10.0進(jìn)行分析和優(yōu)選，所得3 dB軸比的頻帶僅為8.1 %、而1 dB軸比的頻帶很窄(圖2的´´´曲線)。若添加±45°的條帶2和3，對l0、l1、l2、l3和r 再次優(yōu)選，所得3 dB軸比的頻帶擴大至36.7%、1 dB軸比頻帶達(dá)10.2%（圖2的實線），其原因似為兩對正交條帶所形成圓極化頻點的參差組合。
然而，饋電微帶對條帶1所產(chǎn)生的耦合，勢將受條帶2的插入而削弱，由圖3仿真的電流(f0=2.5 GHz時)時序分布圖可見：條帶1上的電流在任何時刻都很小。由此試圖省略條帶以簡化結(jié)構(gòu)，但軸比頻響卻驟然惡化(圖2的○○○曲線)，因而不能省略。
圖2 法向圓極化軸比的頻響曲線比較
a)t=0；b)t=T/8；c)t=T/4； d) t=3T/8
圖3 天線在不同時刻的電流分布（f = 2.5 GHz）
3 天線的優(yōu)化及討論
以上仿真分析所優(yōu)選天線#1的結(jié)構(gòu)參數(shù)及其主要性能列于表1。其回波損失和圓極化軸比的仿真頻響示于圖4，可見其3 dB軸比頻帶達(dá)36.7 %、而1 dB軸比頻帶僅 10.2%，且包含在-10dB回波損失的阻抗頻帶中，因此公共頻帶為10.2 %。為此在上述結(jié)構(gòu)參數(shù)初始值的基礎(chǔ)上，利用帶約束條件的改進(jìn)型多目標(biāo)優(yōu)化遺傳算法(Non-dominated Sorting Genetic Algorithm,簡稱 NSGAⅡ)，聯(lián)合HFSS 10.0仿真，對整體結(jié)構(gòu)進(jìn)行優(yōu)化，其結(jié)果并列于表1之#2。
NSGA-Ⅱ與兩種基于Pareto前端的常用的多目標(biāo)優(yōu)化算法——增強性Pareto優(yōu)化算法（Strength Pareto Evolution Algorithm，簡稱SPEA）、存檔性Pareto優(yōu)化算法 (Pareto Archived Evolution Strategy, 簡稱PAES)相比，能夠更接近真實的 Pareto前端，并且產(chǎn)生的Pareto解分布均勻，即更好地維持了Pareto前端的多樣性。與NSGA-I相比，因采用擁擠比較算子而避免設(shè)置小生境參數(shù)。整個優(yōu)化過程仍運行HFSS的仿真步驟；每次迭代過程中，HFSS通過其VBScript 獲得的MATLAB優(yōu)化解進(jìn)行逐個仿真，并把計算所得的目標(biāo)傳遞給MATLAB，由此產(chǎn)生下一步優(yōu)化解，
表1 經(jīng)參數(shù)掃描優(yōu)選的天線#1和經(jīng)NSGAⅡ優(yōu)化的天線#2結(jié)構(gòu)之性能比較
天線 | L（mm） | l0 mm） | l1 （mm） | l2 （mm） | l3 （mm） | r （mm） | w1=wL=w （mm） | BW （%） | Gain （dBi） |
#1 | 84.0 | 21.8 | 24.1 | 22.7 | 14.3 | 27.8 | 3.0 | 10.2 | 4.38 |
#2 | 84.0 | 21.4 | 27.1 | 23.4 | 16.1 | 28.2 | 3.0 | 13.9 | 4.42 |
表2 NSGAⅢ參數(shù)設(shè)置
錦標(biāo)賽選擇率ps 子群規(guī)模n | 交叉率pc | 變異率pm | 群體規(guī)模N | 參數(shù)個數(shù)Nvar | 目標(biāo)個數(shù)Nobj |
ps =0.9, n = 2 | pc=0.8 | pm = 0.1 | N = 25 | Nvar = 5 | Nobj = 2 |
如此循環(huán)，止于達(dá)到預(yù)設(shè)的最大迭代數(shù)。
設(shè)定優(yōu)化目標(biāo)：1）1 dB軸比和-10 dB回波損失的公共頻帶BW；2）公共頻帶內(nèi)的最大增益Gpeak。優(yōu)化的結(jié)構(gòu)參數(shù)：l0、l1、l2、 l3和r，由于條帶1和2不能相碰，設(shè)兩者至少留有0.2 mm的間距，則有約束條件：
優(yōu)化參數(shù)的設(shè)置列于表2。
圖5顯示了每一迭代的最優(yōu)解（由○表示）逼近Pareto最優(yōu)解的過程，形象地顯示歷次趨優(yōu)解所逐漸逼近、越益增多的過程?？梢娫诠差l帶內(nèi)峰值增益的變化范圍不大；而阻抗和軸比的公共頻帶變化較為劇烈。但增益和頻帶構(gòu)成的Pareto最優(yōu)解二者確互相矛盾。取最大BW所對應(yīng)的天線結(jié)構(gòu)參數(shù)及其性能列為表1的#2。其軸比和回波損失的仿真值示于圖6，其公共頻帶達(dá)到 13.9%。圖7是優(yōu)化設(shè)計的天線#2在中心頻率處的方向性圖。
圖4 天線#1的軸比和回波損失頻響曲線
圖5 歷次優(yōu)化所得Pareto解的分布圖
圖6 天線#2的軸比和回波損失頻響曲線
圖7 天線#2的方向性圖（f0= 2.5 GHz）
4 結(jié)論
本文發(fā)展了一種新型的圓極化天線，在微帶饋電的圓形寬縫天線內(nèi)加載了三根不同長度的徑向金屬條帶，得以顯著地展寬該天線的法向圓極化軸比頻帶。文章先借助軟件仿真優(yōu)選結(jié)構(gòu)參數(shù)，用作優(yōu)化過程的初始值，再用NSGAⅡ進(jìn)行結(jié)構(gòu)參數(shù)的優(yōu)化，使1dB軸比和-10dB回波損失的公共頻帶為13.9%。
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