射頻半導體簡化直接變頻設計 滿足多模式通信系統需求

直接變頻架構促使著寬帶無線電支持第三代（3G）和第四代（4G）無線網絡中的多模式和多標準要求，隨之要求能夠處理全球400 MHz至4 GHz范圍內的信號，因而基礎設施和移動設備開發(fā)商尋求系統器件達到新的性能水平。幸運的是，隨著硅鍺（SiGe）和CMOS半導體工藝的不斷改進，集成度得以提高，同時功耗有所下降。利用直接變頻架構，無線電設計人員還能夠實現較寬的設計頻率范圍，并可在單個硬件平臺上調整帶寬。與無線基站的傳統IF采樣接收機方法相比，該架構具有許多優(yōu)點，并結合平衡防阻塞的RF解調器和模數轉換器（ADC）技術的優(yōu)勢，利用自適應性校正技術來處理殘余信號損壞。

3G長期演進（LTE）無線通信標準支持1.4至20 MHz范圍內的各種通道帶寬。無論設備支持僅LTE載波，還是3G （WCDMA）或LTE （OFDM）混合載波，通常要求采用的最低帶寬是20 MHz.由于帶寬范圍很寬，因此可以接收多個相鄰或非相鄰載波。例如，20MHz帶寬內可容納多達四個相鄰WCDMA信號。

對于寬帶接收機設計，所面臨的挑戰(zhàn)是如何在存在高干擾信號的情況下解調低電平、高數據速率信號。根據定義，多載波RF接收機不具備模擬通道選擇性，而無用阻塞信號未經衰減就會抵達ADC，這就要求接收機構建模塊（尤其是ADC）具有高動態(tài)范圍。例如，3G LTE阻塞要求則需要比所需信號高60 dB的窄帶阻塞。因此，多載波接收機應當具有高輸入1dB壓縮點、高分辨率ADC和某種形式的自動增益控制（AGC），將阻塞信號電平維持在ADC的滿量程（FS）電平以下。

而且必須在可接受的接收機靈敏度下，實現這種對阻塞信號的抗擾度。設計用于支持3G LTE標準的基站接收機必須具備優(yōu)于5 dB的噪聲系數（NF）。為了完全達到這種性能水平，下變頻混頻器或解調器一般前置一些低噪聲放大器（LNA）級。根據以下Friis等式，前端增益可幫助改善整體NF：

NFtotal=NFLNAs+（NFdemod-1）/GLNAs+[NFADC-1/（GLNAsGdemod）] （1）不過，由于天線處的強阻塞信號會導致接收機發(fā)生飽和，因此不能隨意設置高前端增益。此外，在高電平阻塞的交調產物處于所需信號帶寬范圍內時，如果增益過高，則會導致線性度下降，并影響信號完整性。根據三階交調截點（IP3）測量，合適的正交解調器必須能夠在噪聲系數和線性度之間達到很好的平衡。

正交解調器幅度和相位誤差會導致帶內鏡像或無用邊帶能量。在多載波接收機中，強帶內干擾信號可能會與接收機靈敏度水平的調制載波相鄰。為了使接收機獲得良好性能，在基帶解調過程中維持適當的幅度和相位平衡至關重要。鏡像抑制要求取決于最強和最弱帶內信號之間的差值、解調所需的信噪比（Eb/No）和其他噪聲貢獻余量。3G LTE標準要求至少60dB的總鏡像抑制性能。此外，在指定解調器本振（LO）相位噪聲時，還必須考慮到寬帶接收機中相互混頻這一重要現象。LO相位噪聲會對附近的未濾波阻塞進行調制，向所需通道中增加Pblocker_dBm - LO_Noise dBc/Hz噪聲。

直接變頻信號鏈（圖1）可以為3G和4G系統提供低成本的接收機解決方案。其架構沒有其他接收機復雜，并且無需實中頻采樣架構中使用的多個表面聲波（SAW）和分立濾波器?；鶐ǖ罏V波器通常采用分立低通設計，可在數字化處理之前提供帶外阻塞和寬帶噪聲抑制。與超外差或實中頻采樣架構所用的IF濾波器相比，該設計的插入損耗和成本要低得多。借助I/Q解調器，基帶截止頻率只需為復合調制信號（以0 Hz為中心）總信號帶寬的一半。

圖1.

例如，假定接收機天線處的多載波RF輸入信號是以載波頻率F0為中心的非對稱雙邊帶信號。當LO = F0時，正交解調器會將實RF信號轉換為復數基帶信號，以差與和頻率LO+/- F0或0 Hz和2F0的形式產生實部和虛部。在進行模數轉換之前，低通濾波器會消除和項、信號諧波和噪聲。如果總信號帶寬為Bx，那么濾波器的截止頻率應設置為Fc> Bx/2.

直接變頻方法的另一主要優(yōu)勢是ADC采樣速率要求較低，因為I/Q信號帶寬只是總復數信號帶寬的一半。如果下變頻信號以直流信號為中心，那么采樣理論要求采樣速率至少為2（Bx/2）或Bx，該值是IF采樣接收機解調同一帶寬所需最低采樣速率的一半。對于能夠處理20MHz的LTE接收機，這相當于各個I/Q通道具有20 MHz以上的奈奎斯特采樣速率（圖2）。

圖2.

盡管存在上述優(yōu)勢，直接變頻無線電設計也并非輕而易舉。I/Q通道上存在任何增益或相位不平衡，或者解調器電路的相移并非準確的90度，將會導致在無用邊帶頻率上產生能量。當此類接收機對0 Hz（零中頻）周圍所需的多載波信號進行下變頻處理時，所需載波將位于直流信號兩側（圖3）。直流信號周圍的載波1鏡像出現在可能存在較弱載波的下一通道上。因此，如果未使用數字校準，則鏡像抑制性能不佳將會限制接收機靈敏度。此外，抗混疊濾波器組件容差也可能影響整體鏡像抑制性能。直到最近，仍然很難在寬帶寬上獲得可接受水平的增益和相位平衡。借助較新的SiGe工藝技術，解調器的有源混頻器單元能夠在頻率高達6 GHz范圍內獲得高品質RF性能。

圖3.

在基帶下變頻過程中，正交解調器會以直流信號形式產生一些能量。泄漏至RF輸入的任何LO信號會與同一LO信號混頻，從而生成直流分量。而避免同一通道直流偏置的一種方式就是將RF載波解調至通道帶寬一半的倍數。直流分量幅度不應影響接收機接收弱信號的能力。

作為直接變頻接收機的一部分，ADI公司生產的ADL5380和ADL5382 I/Q解調器能夠以最佳LO泄露和鏡像抑制性能來實現寬帶操作。理想情況下，解調器可通過兩個混頻器實現單邊帶混頻操作。經過放大的本振（LO）信號直接送入第一個混頻器，同時相同信號經過90度偏移后送入第二個混頻器。為了充分滿足性能規(guī)格要求，I/Q解調器采用經過優(yōu)化的LO緩沖器和移相器電路。通過采用新穎的電路拓撲結構，該解調器可以在寬頻范圍內保持精確的90度相移，同時將電路噪聲控制在LO PLL的相位噪聲以下。該設計經過優(yōu)化，可以最大程度地減少AM/PM失真，因而能夠增強二階失真性能并且對LO驅動電平不敏感。

經測量，ADL5380的LO至RF泄露在頻率高達3 GHz范圍內要優(yōu)于-50 dBm，而ADL5382 I/Q解調器則可實現更低的泄露性能，在頻率高達2.3 GHz范圍內超過-60 dBm.增益不平衡優(yōu)于+/-0.1 dB，相位不平衡則優(yōu)于+/-0.5度（圖4），因而鏡像抑制優(yōu)于50 dB.由于具有這種高邊帶抑制性能，因此零中頻方案中的數字校準要求得以降低。

圖4.

ADL5380 I/Q解調器的工作頻率范圍為0.4至4.0 GHz，基帶帶寬為500MHz.在頻率高達3 GHz范圍內，該器件具有低噪聲系數（13 dB），RF輸入功率水平為-10 dBm.出現阻塞時，對于高達0 dBm RMS的輸入功率，噪聲系數依然維持在17 dB以下。假設前端增益為25 dB，這意味著天線處具有-25 dBm的良好抗阻塞能力。

該解調器能夠以至少+11 dBm的輸入功率達到1-dB壓縮性能，并且輸入三階交調截點優(yōu)于+25 dBm.20MHz帶寬時，動態(tài)范圍（或壓縮點和噪底之間的增量）接近100 dB，因而此電路適用于寬帶3G/4G多載波系統。該I/Q解調器與ADC的接口設計和布局對于確保良好I/Q信號平衡至關重要。抗混疊濾波器組件容差以及在差分走線長度范圍內進行嚴格控制則是確保設計成功的關鍵。

在ADC數字轉換之后的數字域中，還可以進一步實現直流偏置消除和鏡像校正。此直流變頻接收機示例采用16位流水線ADC AD9269.它可實現集成直流偏置和正交糾錯方案。該算法可以估算出I/Q信號直流偏置、增益和相位不匹配，然后利用與頻率無關的自適應校正環(huán)路，應用校正矢量來清除增益不平衡。它可以校正高達+/-1 dB的幅度誤差和+/-1.8度的相位不匹配，因而足以校正I/Q解調器殘留不平衡，以及來自基帶濾波器或ADC輸入級等的其他不平衡。由于該I/Q解調器的信號損害程度已經相當低，因此增強了算法融合。

為了完善校準方案，AD9269還集成具有自適應性截止頻率的直流零點陷波濾波器，可幫助消除無用的直流偏置分量。