710 MHz LTE天線的去耦合分析

為了提高天線的容量和發(fā)射接收速率，LTE通信系統(tǒng)使用了MIMO天線。由于移動終端上空間有限，多個天線間存在較大耦合，天線的輻射效率和通信容量會降低。為了解決這一問題，從S參數(shù)的角度推導出了天線的正交輻射模式，提出了通過加入180°耦合器來降低多個天線間耦合的方法。使用HFSS和ADS對設計好的710MHz天線進行聯(lián)合仿真，結果顯示加入耦舍器后，兩個天線間的耦合明顯減小。這種設計使得該天線可以很好地應用于LTE通信系統(tǒng)的移動終端。

0 引言

LTE項目是3G技術的演進，它改進并增強了3G的空中接入技術，采用OFDM和MIMO作為其無線網(wǎng)絡演進的標準。在20MHz頻譜帶寬下能夠提供下行150Mb/s與上行50Mb/s的峰值速率。

為了滿足LTE在高數(shù)據(jù)率和高系統(tǒng)容量方面的需求，LTE系統(tǒng)支持多天線MIMO(Multiple Input Multiple Output)技術，在發(fā)射端和接收端同時使用多個天線進行接收和發(fā)射，將不可避免地引起多個天線之間的相互耦合，導致天線之間的相關性減小，從而降低通信容量，而且也會降低天線的輻射效率。這種耦合在移動終端天線上表現(xiàn)得尤為明顯。通常為了降低天線之間的耦合，要求增大天線之間的距離，而移動終端有限的空間又不能滿足此要求，尤其是在700MHz左右的頻段，幾個天線之間的電氣距離通常只有波長的十幾分之一，這就更加劇了耦合程度。

在移動終端，通常使用印制板天線，所以本文研究的主要問題也是多個印制板天線之間的耦合問題。印制天線之間的耦合通常包括3個部分：遠場耦合；近場耦合；表面波耦合。當多個天線之間的極化方向相同時，就會存在遠場耦合，天線之間的距離增大一倍，耦合會減小6dB。當一個天線處于另一個天線的近輻射場時，近場耦合就會發(fā)生，耦合與介質的介電常數(shù)有關，也與天線之間的距離有關，當天線的距離增大一倍時，耦合會減小12～18 dB。表面波耦合發(fā)生在介質層，天線之間的距離增大一倍，表面波耦合減小3dB。當介質的厚度h與波長λ0之間的比值達到一定數(shù)值時，表面波之間的耦合將起主導作用。

為了降低多個天線之間的耦合，人們想出了各種辦法。其中一種有效的方法就是使用DMN(Decoupling and Matehing Networks)技術。具體的設計方法與實例文獻均有論述，但是文中并沒有給出具體的理論說明。文獻提出了一種采用正交模式分析的方法，通過S參數(shù)分析，從理論上給出了一種合理的去耦合方法。本文采用文獻給出的S參數(shù)分析方法，對文獻提出的710MHz天線之間的耦合進行研究，并通過計算設計出一種采用集總參數(shù)元件構成的耦合器與匹配網(wǎng)絡去掉兩個天線之間的耦合。通過HFSS和ADS聯(lián)合仿真可以看出，S12與S21參數(shù)得到了明顯改善。

1 一種710MHz雙天線的設計

710MHz的頻段是LTE使用的一個重要頻段，然而在移動終端上，移動設備有限的體積與710MHz較大的波長給設計師提出了苛刻的要求。LET 使用的是MIMO技術，也就是在一個終端上同時存在著多個發(fā)射天線，不可避免地引起了天線之間的耦合，降低了通信容量。文獻提出了一種曲線形雙天線，這種緊湊的結構符合了移動終端對體積的要求。但是緊湊的結構也引起了天線之間較高的耦合。

天線的結構設計如圖1所示。天線工作在710MHz的頻段，由兩個曲線單極子天線組成。兩個天線印制在FR4介質板上(介電常數(shù)等于4.6，介質厚 1mm)。天線走線的寬度是1mm，走線之間的距離也是1mm。兩個天線之間的距離是6mm，天線端口接1.8mm的微帶線饋電。使用HF-SS 12進行仿真，可以得出S參數(shù)如圖2所示。可見S11的性能很好，然而天線之間的耦合S12過大，難以滿足LTE對天線工作性能的要求。

2 S參數(shù)的去耦合分析

為了提高天線的輻射效率，學者們提出了DMN技術，即在多個天線的輸入端先加耦合器以去掉天線之間的耦合，然后加匹配網(wǎng)絡，如圖3所示。文獻對這種方法進行了詳細論述，并闡述了用S參數(shù)分析正交模的方法。下面對一個二端口網(wǎng)絡的天線進行S參數(shù)的分析。

雙天線系統(tǒng)是一個無源二端口網(wǎng)絡，用ai表示第i個端口的入射波，用bi表示第i個端口的反射波。入射波矢量a=(a1，a2)T，反射波矢量b=(b1，b2)T，其中：T表示矩陣的轉置。則有：

所有的波矢量都是復數(shù)，則入射功率和反射功率由下式給出：

式中：|·|表示復數(shù)的模，上角標H表示厄米特轉置。那么，輻射功率就可以表示為：

式中：H就是輻射矩陣，并且輻射矩陣是個厄米特量(HH=H)，而厄米特矩陣是可以通過一個相似變換而對角化的。因此有：

式中：A=diag{λ1，λ2}，而Q是幺正的(即QQH=I)。根據(jù)厄米特矩陣的性質，兩個正交值λ1和λ2都是實數(shù)，并且小于等于1。將式(5)代入式(4)得：

則Q矩陣的第i列qi就稱為天線陣列的正交模式。|ai|2表示第i個端口的入射功率；|mi|2表示第i個正交模式的激發(fā)功率。由于Q的幺正性，有|a|2=|m|2，這就保證了入射總功率等于激發(fā)起的正交?？偣β?。而λi則反應了正交模式的輻射效率。

與輻射功率相對的是反射功率。根據(jù)(5)式及厄米特矩陣的性質，如果Q可以將H化為對角矩陣，則S也可以化為對角矩陣。有：

則反射矢量可以寫為：

為了使正交模式的輻射效率最大，文獻和文獻詳細論述了等效耦合參數(shù)的方法。對于一個雙天線系統(tǒng)，等效去耦合網(wǎng)絡如圖4所示，其中S是天線的反射參數(shù)，SD是去耦合網(wǎng)絡的反射參數(shù)，文獻指出加入了去耦合系統(tǒng)的S參數(shù)可以表示為：

則等效天線的Ss參數(shù)將是對角化的，并且它的等效天線輸入端口將是去耦合的。Q的列向量也就是天線的正交輻射模式。下一節(jié)將使用以上理論分析第1部分設計的天線的參數(shù)，并將其輸入端的耦合去掉。

3 等效耦合器的設計

對于一個雙天線系統(tǒng)，應該有兩個正交模同時存在，去耦合網(wǎng)絡是一個四端口網(wǎng)絡，正交輻射矩陣可以寫為：

所以去耦合網(wǎng)絡的S參數(shù)可以表示為：

這是一個180°定向耦合器，也稱為rat-race網(wǎng)絡，如圖5所示。物理上可以通過微帶實現(xiàn)，如圖6所示。然而對于第1部分提出的710MHz 天線，由于波長太長，這樣的耦合器在移動設備上無法實現(xiàn)。為了實現(xiàn)去耦合，可以用貼片電感和電容做出成等效傳輸線，從而用電感和電容做成一個耦合網(wǎng)絡，這就可以顯著降低耦合器占用的體積。如圖7所示，一個等效1/4波長傳輸線可以用兩個電容和一個電感來等效代替。電容和電感的計算公式為：

由于第二部分設計的天線傳輸線阻抗是50Ω，所以1/4傳輸線的阻抗是70.7Ω，將710MHz代入，則可以求得 L=15.8nH，C=3.17pF。這樣，就可以設計出180°的混合耦合器如圖8所示。將耦合器的3，4端口通過通孔連接天線，1，2端口接饋電網(wǎng)絡，就可構成一個雙天線的去耦合系統(tǒng)。

4 710MHz的LTE雙天線與去耦合網(wǎng)絡的聯(lián)合仿真

本文使用ADS對雙天線系統(tǒng)的去耦合網(wǎng)絡進行仿真。先在ADS中設計出耦合器的電路，如圖8所示，然后將第1部分設計的LTE天線使用HFSS仿真出的S參數(shù)導出為SNP文件，最后將SNP文件導入到ADS中，進行聯(lián)合仿真。SNP文件的兩個輸入端口接耦合器的3、4端口，耦合器的1，2端口接饋電端。仿真結果如圖9所示?？梢?，加入了去耦合網(wǎng)絡后，S12和S21降到了30dB以下。由于輸入端口存在著不匹配，所以S11和S22太大，不能滿足要求，這可以通過在饋電端口加入匹配網(wǎng)絡來改善。通過ADS的優(yōu)化設置，可知當匹配網(wǎng)絡先并聯(lián)一個3.815nH電感，再串聯(lián)一個14 nH的電感后，S11和S22均可以達到滿意的效果，S12和S21也進一步減小到-35dB以下。加入匹配網(wǎng)絡后的仿真結果如圖10所示，從圖中也可以看出，S11只是在一個很窄的帶寬內(nèi)滿足要求，這也是DMN技術的局限。

5 結語

本文從s參數(shù)的角度分析了一個雙天線系統(tǒng)的去耦合方法，并通過一個天線設計實例，使用HFSS和ADS進行去耦合前和去耦合后的仿真。結果顯示加入去耦合網(wǎng)絡和匹配網(wǎng)絡后兩個天線間的耦合可以降低至-35dB以下，反射系數(shù)也可達到-15dB以下，這滿足了工作于710MHz的移動設備的要求。下一步的研究工作將是如何增加耦合器的帶寬，從而使這種設計能夠靈活工作于一個更寬的頻帶。