可變帶寬OTA—C連續(xù)時(shí)間低通濾波器設(shè)計(jì)

　　2 跨導(dǎo)單元設(shè)計(jì)

　　線性度和帶寬是跨導(dǎo)運(yùn)算放大器設(shè)計(jì)考慮的兩個(gè)主要方面。帶寬的大小和跨導(dǎo)值成正比，但增大跨導(dǎo)值會(huì)使芯片功耗變大，對(duì)于相同的傳輸函數(shù)，增大跨導(dǎo)值時(shí)，電容值也需要相應(yīng)的增大，從而增大了芯片面積。同時(shí)跨導(dǎo)值減小時(shí)，電容值也要減小，這對(duì)版圖匹配造成影響。

　　本文采用經(jīng)典的交叉耦合差動(dòng)式COMS跨導(dǎo)器，其I/V傳輸特性有理想的線性關(guān)系。圖4中，M1和M2偏置電流為I;M3和M4偏置電流為nI。電路設(shè)計(jì)中，M1～M4有相同的溝道長(zhǎng)度L，M3，M4的溝道寬度W=nL。設(shè)Y1=i1/I，Y2=i2/I，X=Vid/Vb，則輸出電流Io=i1+i2的歸一化表達(dá)式為：

　　可以看出，n值增大時(shí)，β值減小，式(4)中根號(hào)內(nèi)的βX2項(xiàng)減小，跨導(dǎo)器線性度得到改善。n值越大，信號(hào)電流分量在M3，M4中所占比例越小，傳輸特性越接近理想狀態(tài)。

　　3 可編程電路設(shè)計(jì)

　　如圖5所示，OTA為跨導(dǎo)運(yùn)算放大器，其跨導(dǎo)值可通過(guò)偏置電流(圖6所示電路)來(lái)調(diào)節(jié)。一般采用可變電阻完成，但傳統(tǒng)R-2R可變電阻結(jié)構(gòu)需要大量的控制開(kāi)關(guān)，增加了電路面積，并產(chǎn)生開(kāi)關(guān)操作的功耗。本文采用一種新型微功耗硬件可編程變阻電路，如圖7所示，電路基于三態(tài)門(mén)概念，端口除高、低電平，用懸空狀態(tài)產(chǎn)生第三種狀態(tài)，實(shí)現(xiàn)了27級(jí)變阻電路，總電阻表示為：

　　式中：表示第m個(gè)三態(tài)輸入產(chǎn)生的第n個(gè)進(jìn)制狀態(tài)碼;Rm為第m個(gè)三態(tài)輸入驅(qū)動(dòng)的權(quán)電阻(m=1，2，3;n=1，2)。

　　可編程電阻(RDAC)的輸出偏置電流：

　　又知跨導(dǎo)：

　　可見(jiàn)，在電源電壓確定的情況下，OTA的跨導(dǎo)值與輸入數(shù)據(jù)Rx成平方根倒數(shù)關(guān)系，跨導(dǎo)值隨著輸入數(shù)據(jù)的增大而減小。通過(guò)改寫(xiě)輸入數(shù)據(jù)RDAC的值，即可實(shí)現(xiàn)26種(全零狀態(tài)禁用)變化電阻，達(dá)到改變偏置電流，產(chǎn)生跨導(dǎo)值的變化，最終實(shí)現(xiàn)濾波器帶寬的調(diào)節(jié)。

　　4 仿真結(jié)果

　　上述電路，采用1.8 V電源，TSMC 0.18μmCMOS工藝庫(kù)仿真。圖8為該濾波器-3 dB帶寬26 MHz時(shí)仿真結(jié)果，該濾波器50 MHz帶阻抑制為-40.49 dB，帶內(nèi)波紋小于0.5 dB，功耗約為21 mW，滿足設(shè)計(jì)要求。圖9為濾波器帶寬調(diào)節(jié)為14 MHz的頻響曲線。

　　5 結(jié)語(yǔ)

　　設(shè)計(jì)中，采用跨導(dǎo)運(yùn)算放大器實(shí)現(xiàn)了一種可變帶寬低通濾波器，最高帶寬為26 MHz，阻帶抑制率大于35 dB，帶內(nèi)波紋小于0.5 dB，在低中頻結(jié)構(gòu)接收器中，該頻率相對(duì)較高。同時(shí)濾波器帶寬可由外部可編程電路調(diào)節(jié)變化，與普通模擬濾波器電路相比，本文設(shè)計(jì)電路具有電路簡(jiǎn)單，易于高集成，便于后期維護(hù)等優(yōu)點(diǎn)，是OTA電路設(shè)計(jì)的未來(lái)發(fā)展趨勢(shì)，有著廣泛的應(yīng)用前景。