高功率因數(shù)單級反激式LED驅(qū)動器設計注意事項

　　(c)變壓器圈數(shù)比設計考慮

　　變壓器圈數(shù)比設計是功率因數(shù)反激式轉器最為重要之環(huán)節(jié)，其不僅決定初級與次級功率晶體之選用，亦影響總諧波失真。理想上，反激式轉換器設計在定頻且不連續(xù)導通模式情況下能達到接近1的功率因數(shù)值，原因為：開關導通時變壓器初級電流線性正比于輸入電壓，而在開關周期結束前變壓器已完全釋能而不受輸出電壓之影響，使轉換器之輸入電流等比于輸入電壓。轉換器考慮較低的開關損耗可工作于臨界導通模式，然而，此模式在高壓輸入占空比(Duty Cycle)伴隨接近AC峰值處遞減，使瞬時平均電流未能隨輸入電壓之比例提升，此情況與與低壓輸入時差異甚大。故高壓輸入時易發(fā)覺輸入電流接近AC波峰處顯得平坦，如圖3所示。

　　圖3.高壓輸入之失真電流示意圖

　　針對此現(xiàn)象，分析圈數(shù)比之設計與總諧波失真之關系，根據(jù)理論近似推導而繪出如圖4，其中Kv為AC峰值電壓與次級電壓透過圈數(shù)比映乘至初級之電壓比例。

　　圖4. Kv與總諧波失真之對應關系

　　如上結果得知，采用大圈數(shù)比之設計有助于改善失真電流，其原理如同設想轉換器于低電壓輸入時之占空比狀態(tài)，輸入電流在AC峰值處將明顯提升，使之塑型接近于電壓弦波。針對變壓器圈數(shù)比之設計與組件耐壓關系，下圖為輸入277Vac初級與次級晶體承受之電壓應力，圖中橫軸為Kv值，縱軸為電壓單位：

　　圖5. Kv值與初次級組件耐壓之關系

　　經(jīng)由以上分析，我們得知大圈數(shù)比之設計有益于提升功率因數(shù)值，且次級可選用低順向?qū)▔航抵捇O管以減少導通損，反之，初級開關得承受較高的電壓應力。由于此架構對于突波耐受性(Surge Immunity)多仰賴被動防護方案與組件之強健度，初級組件之耐壓選用與實務電壓量測結果較為相關，多半無法取決于圈數(shù)比設計。根據(jù)實務經(jīng)驗，此架構要通過2kV之突波干擾測試除了外加突波吸收器(Varistor)之外，初級功率半導體可選用800V之等級以上避免超過額定雪崩能量造成損毀，目前已有半導體商推出導通阻抗與雜散電容不遠于650V等級之900V功率半導體，使效率能維持不變。

　　(d)輸出短路與開路之設計考慮

　　相較于定電壓模式，定電流模式所進行的輸出短路較無危險性，其回授將試圖在輸出0V情況下維持定電流而縮減占空比，使輸入功率降低。而實務上由于變壓器次級無法在短路情況下釋能，即便控制器有最小開關導通時間仍會使變壓器儲能持續(xù)迭加，大多設計仍需仰賴保護極制。設計PSR之短路保護可透過輔助繞組偵測低電壓準位使控制器停止動作，在瞬時期間則透過初級峰值限流可避免變壓器飽合。

　　開路保護應用于燈具損壞造成高阻抗或輸出空接時之保護，為避免定電流在此情況下過充輸出電容造成零件過壓損毀。若為可攜型外置式驅(qū)動電源因考慮便利性而多半將空載時操作于定電壓模式，如此可使燈具同充電器般進行熱插入。在此模式下將考慮輸出電壓與待機損耗。開路電壓與滿載輸出之電壓差關系到LED在進行熱插時之涌浪電流(Inrush Current)大小，此決定輸出限流機制之使用，例如：采用被動組件之限流電感與是否置入主動式限流電路，部份設計為降低涌浪電流而將空載電壓設計略高于輸出電壓以省去限流電路。為符合未來2016年能源法規(guī)最嚴格之待機損耗低于75mW，LED驅(qū)動器設計將是新的考驗，以下概略性分析轉換器空載各部損耗，以一輸出45W/40Vmax之單級高功率因數(shù)LED驅(qū)動器為例，假設與待機功耗相關之重要參數(shù)條件如下：

　　●輸出假性負載(Dummy load)：200kΩ

　　●200nF X電容對應之安規(guī)放電電阻：4 MΩ

　　●控制與穩(wěn)壓電路于空載之總損耗：18mW(18V/1mA)

　　●極輕載(20~30mW)情況下反激式轉換器效率：50%

　　綜合以上參數(shù)計算，待機輸入功率在275Vac輸入條件下約72mW，其中電阻與控制電路所占之固定損耗約46mW，變壓器與功率組件損耗所占之轉換損失約為26mW.以上損耗評估未含高壓啟動電路與次級反饋電路，尤其在高壓輸出應用情況下次級反饋電路將有不少之靜態(tài)損耗。如此可見，反激式驅(qū)動控制器搭配高壓啟動、X電容放電機制與低靜態(tài)電流功耗將是未來符合節(jié)能法規(guī)之利器。