學習總結之電路是計算出來的

　　1、CS單管放大電路

　　共源級單管放大電路主要用于實現(xiàn)輸入小信號的線性放大，即獲得較高的電壓增益。在直流分析時，根據(jù)輸入的直流柵電壓即可提供電路的靜態(tài)工作點，而根據(jù)MOSFET的I-V特性曲線可知，MOSFET的靜態(tài)工作點具有較寬的動態(tài)范圍，主要表現(xiàn)為MOS管在飽和區(qū)的VDS具有較寬的取值范圍，小信號放大時輸入的最小電壓為VIN-VTH，最大值約為VDD，假設其在飽和區(qū)可以完全表現(xiàn)線性特性，并且實現(xiàn)信號的最大限度放大【理想條件下】，則確定的靜態(tài)工作點約為VDS=(VIN-VTH+VDD)/2，但是CS電路的實際特性以及MOS管所表現(xiàn)出的非線性關系則限制了小信號的理想放大，主要表現(xiàn)在：

　　【1】電路在飽和區(qū)所能夠確定的增益比較高，但仍然是有限的，也就是說，在對輸入信號的可取范圍內(nèi)，確定了電路的增益。電路的非線性以及MOS管的跨導的可變性決定了CS電路對于輸入小信號的放大是有限的，主要表現(xiàn)在輸入信號的幅度必須很小，這樣才能保證放大電路中晶體管的跨導近似看作常數(shù)，電路的增益近似確定;

　　【2】CS電路也反映了模擬CMOS電路放大兩個普遍的特點，一是電路的靜態(tài)工作點將直接影響小信號的放大特性，也就是說CMOS模擬放大電路的直流特性和其交流特性之間有一定的相互影響。從輸入-輸出特性所表現(xiàn)的特性曲線可以看出，MOSFET在飽和區(qū)的不同點所對應的電路增益不同，這取決于器件的非線性特性，但是在足夠小的范圍內(nèi)可以將非線性近似線性化，這就表現(xiàn)為在曲線的不同分段近似線性化的過程中電路的增益與電路的靜態(tài)工作點有直接關系，可以看出，靜態(tài)工作點的不同將決定了電路的本征增益。這一點表現(xiàn)在計算中，CS電路的跨導取決于不同的柵壓下所產(chǎn)生的靜態(tài)電流，因此電路的增益是可選擇的，但是其增益的可選擇性將間接限制了輸出電壓的擺幅。這些都反映了放大電路增益的選擇和電流、功耗、速度等其他因素之間的矛盾。

　　【3】二是電路的靜態(tài)工作點將直接影響前一級和后一級的直流特性，因為CS電路實現(xiàn)的放大是針對小信號的放大，但是電路的放大特性是基于靜態(tài)工作點的確定，換句話說，在電路中的中間級CS電路即需要根據(jù)前一級的靜態(tài)輸出來確定本級的工作點，這也就導致了前一級對后一級的影響，增加了電路設計的復雜性。但是電路設計中的CD電路可以實現(xiàn)直流電平移位特性，交流信號的跟隨特性，這也就解決了靜態(tài)級間的影響，總體來講，這樣簡化了設計，但是增加了電路的面積。

　　【4】分析方法：CMOS模擬電路的復雜特性也決定了電路的小信號分析的特殊方法，區(qū)別于BJT，第一種方法即直接從大信號的分析入手，MOS管在模擬IC中主要工作在線性區(qū)和飽和區(qū)，結合MOS管的柵壓和漏源電壓所確定的不同區(qū)域的電流電壓關系進而確定電路的大信號工作特性，而大信號的特性曲線一方面可以確定電路的靜態(tài)工作點，另一方面也間接反映了電路的交流特性，因為從大信號到小信號的電路特性分析也就是實現(xiàn)電路的非線性到線性分析，交流特性或者小信號特性是一個微變化量的分析，而大信號特性是全擺幅的分析或者整體的分析，因此，小信號是大信號在工作點附近的一種近似，一種線性化。也就是說，實現(xiàn)大信號到小信號的分析在數(shù)學上表現(xiàn)為微分關系。第二種方法則類似于BIT分析時的小信號等效模型分析，這樣從器件級建立信號的等效模型表現(xiàn)在電路級只能提供一種簡易的計算方法，不能實現(xiàn)對電路的直觀理解。因此，在低頻狀態(tài)下表現(xiàn)為：CS電路能夠實現(xiàn)對輸入信號的電壓放大，其電壓增益較高，輸入阻抗無窮大，輸出阻抗較小。

　　【5】MOS管構成的二極管等效于一個低阻器件，作為共源級的負載，代替了電阻實現(xiàn)小信號的放大，但是，電路的增益受到了限制?？偟膩碚f，利用電阻或者MOS管構成的有源二極管作為負載無法實現(xiàn)高增益的放大特性。

　　【6】電流源負載的共源級放大電路實現(xiàn)了電壓的高增益放大、電路的大輸出擺幅，但是也在一定程度上帶來新的問題，可以看出，高增益源于等效的輸出阻抗較大，大輸出擺幅可以通過調(diào)節(jié)靜態(tài)NMOS和PMOS的最低工作電壓實現(xiàn)，但是GD的電容效應和較高的輸出阻抗導致電路的響應速度下降。在低頻工作狀態(tài)下電路能夠實現(xiàn)較好的電壓轉換，但是在高頻工作區(qū)域，電路的速度受限。另一方面，電路實現(xiàn)的高增益特性表現(xiàn)在輸出端漏源電壓的變化幅度較大，這就要求在靜態(tài)時盡可能使漏端的輸出電壓保證NMOS和PMOS在臨界飽和點處電壓和的一半，這樣保證其輸出的擺幅對稱，不會產(chǎn)生失真，這就要求電路在靜態(tài)時輸入的柵電壓更穩(wěn)定，即使得輸出漏電壓處于臨界飽和點處電壓和的一半。

　　【7】理解誤區(qū)：靜態(tài)時電路各點工作電壓是確定的。例電流源負載的CS電路，放大管工作在飽和區(qū)條件下漏源電壓具有很大的變化范圍，但是電路在工作時，其靜態(tài)電流相等，漏端的電壓相等，即可唯一確定漏端的靜態(tài)輸出電壓，表現(xiàn)在特性曲線上可理解為放大管的NMOS和負載管的PMOS在輸入唯一的情況下具有唯一確定的交點，反映了唯一的漏電壓。這樣類比的結果，在MOS管構成的復雜電路中是可以確定其各個MOS管在飽和狀態(tài)下的漏電壓的?！倦娐肥怯嬎愠鰜淼?】

　　【8】CS電路+源級負反饋。負反饋的引入使得電路結構發(fā)生了根本的變化，表現(xiàn)在無源器件所構成的反饋網(wǎng)絡將聯(lián)系著輸入柵壓和輸出漏壓，因此隨著反饋深度的增加，對于輸入的信號變化量將主要反映在反饋的電阻上，也就是說輸入小信號的變化量將主要體現(xiàn)在反饋的電阻上，這種反饋的作用使得IDS和VGS的非線性關系減弱，近似線性化。同時，電路的等效跨導也將隨著反饋的引入有界化。負反饋一方面改變了電路的線性度，另一方面增加了增益的恒定性，但是這些性能的改善以犧牲電壓增益為前提。

　　2、CD/CG單管放大電路

　　【1】源級跟隨器在電路中主要用于實現(xiàn)電壓的緩沖，電平的移位。主要表現(xiàn)在：電路的電壓增益約等于1，這樣實現(xiàn)輸出近似跟隨輸入;飽和條件下輸出與輸入的變化為：輸出電壓等于輸入電壓-閾值電壓;電路的輸入阻抗趨于無窮大，輸出阻抗很小，這樣電路可以驅動更小的負載，以保持電路在結構上的匹配。因此CD電路在大信號中表現(xiàn)為直流電平的移位特性，在小信號中表現(xiàn)為交流信號的跟隨特性。而CG電路相對較低的輸入阻抗在電路中用于實現(xiàn)匹配特性。

　　3、Cascode電路

　　【1】套筒式的共源共柵結構在一定程度上限制了輸出的電壓擺幅，也就是說電路的最小輸出必須保證共源共柵結構的MOSFET工作在飽和條件，即輸出的最小電平約為兩個過驅動電壓之和，但是卻極大的提高了電路的輸出阻抗。共源共柵結構將輸入的電壓信號轉換為電流，而電流又作為CS電路的輸入。而折疊式的共源共柵結構在實現(xiàn)電路的放大時表現(xiàn)為較好的低壓特性。

　　4、電路是計算出來的

　　【1】直流工作點的確定依據(jù)其輸入的靜態(tài)電壓或靜態(tài)電流確定，換句話說，電路中各點的靜態(tài)電壓和電流都是可以計算出來的，因為其靜態(tài)電路各點的IV關系滿足基本的電路定理，電路結構的不同所表現(xiàn)的電流、電壓表達式是唯一確定的，即電路的靜態(tài)參數(shù)是唯一確定的。

　　【2】在直流工作點的基礎上進行的交流分析也就是對輸入小信號的分析，所實現(xiàn)的放大是對疊加在工作點上的小信號進行放大?；蛘哒f，直流電平提供了小信號工作的穩(wěn)態(tài)條件，而交流特性則反映了信號的動態(tài)變換，即放大特性，這樣在直流電平上疊加的交流小信號共同作為輸入作用于電路實現(xiàn)信號的放大?？偟膩碚f，電路的交流特性可以通過小信號分析得到，或者通過等效的電路模型簡化分析，因此，電路的增益、輸入阻抗、輸出阻抗都是可以進行計算的。

　　5、MOSFET小信號模型直觀理解

　　MOSFET在飽和條件下的工作狀態(tài)可以通過小信號等效電路圖進行分析，但是小信號等效電路分析也只是提供了一種較為簡化的計算方法。電路中的MOS管通過柵源電壓的微變化轉換為漏源電流的變化，在交流通路中流過相應的負載即可產(chǎn)生交流輸出電壓，而直流和交流的疊加產(chǎn)生最終的輸出電壓，產(chǎn)生這一現(xiàn)象的根源在于器件的非線性特性。因此，對于直流通路的分析根據(jù)其靜態(tài)工作電壓和電流關系即可得到，而對于交流通路仍然可以建立交流等效電路，但是對于有源器件來講，其電流和電壓的非線性導致器件自身的交直流阻抗分離，這就導致交流通路的某些參數(shù)發(fā)生變化，這樣電路的交流分析應當注意器件阻抗的變化，這正是源于有源器件的非線性導致的交直流阻抗分離。

　　從MOSFET的小信號等效電路可以看出，柵源電壓對于漏源電流的控制起主導作用，也就是說漏源電壓和襯底效應對器件工作狀態(tài)的影響可以忽略，因此可以看出，MOS管的漏源電流受三方面的影響，從柵端口看，柵壓對電流的影響gm*vgs，漏源電壓對電流的影響gd*vds，襯底的影響gmb*vbs。那么從電流的角度來講，二級效應表現(xiàn)為gm*vgs、gd*vds和gd*vds電流的總和。一般條件下，在電路的初始分析過程中忽略溝道長度調(diào)制和體效應的影響，這樣簡化的MOS模型僅受柵壓的影響，因此從源到柵的等效阻抗約為1/gm。簡化的電路分析往往因為忽略的次級效應而產(chǎn)生誤差，但是對于電路的直觀理解是很重要的。

　　6、SPICE模型

　　晶體管級的連接決定了電路的結構，但是電路的性能卻取決于具體的參數(shù)設置。SPICE模型提供了器件的具體參數(shù)化過程，即對電路的仿真分析需要進行參數(shù)的設置，即在工藝過程中的所約束的各種參數(shù)提供了一個較為完整的器件級的參數(shù)模型，例如溝道長度調(diào)制系數(shù)、寄生的電容、柵氧層的厚度等等，這些都是為了將晶體管的參數(shù)進行量化，即在器件層次的某些參數(shù)也是可以計算出來的!

　　7、電路分析【等效方法—直觀理解】

　　8、五管差分對【全對稱結構】

　　輸入信號是直流和交流的疊加，直流電平用于確定電路的靜態(tài)工作點，根據(jù)IV特性曲線可知，基本差分結構在輸入直流電平相等的條件下所表現(xiàn)的線性關系最好，并且其線性范圍最大，這樣增大了輸入交流小信號的動態(tài)范圍。但是直流工作點的選取依賴于基本的電路結構，也具有一定的范圍：保證尾電流管處于飽和區(qū)，同時不能使得放大管進入線性區(qū)，這樣就近似確定的輸入共模電平的選擇范圍。靜態(tài)下的五管差分對，其節(jié)點的電流電壓是完全可以計算出來的。而電路的對稱結構簡化了其交流特性的分析，基本的五管差分對可以簡化為CS單管放大電路。

　　全對稱的五管差分對也再次體現(xiàn)了CMOS模擬電路的一特點，交直流之間的相互影響?；蛘哒f，基本的CS電路的直流電平確定了電路的靜態(tài)工作點，但是直流工作下最大的電平輸出也限制了交流小信號的輸出電壓，即在電路輸入確定的條件下限制了其增益，或者在增益確定的條件下限制了輸入小信號的擺幅?？傊?，電路的交直流特性相互影響較大，這一點區(qū)別于BIT。