緩沖器反饋路徑中的電阻器：?jiǎn)枂?wèn)為什么！

　　每當(dāng)檢查年輕工程師的電路原理圖或印刷電路板 (PCB) 布局布線(xiàn)時(shí)，我都要挑選幾個(gè)項(xiàng)目，問(wèn)他們“為什么這么做?”為什么你選擇這個(gè)組件?為什么把它布置在 PCB 的這個(gè)位置?之所以問(wèn)這些問(wèn)題是因?yàn)楣こ處熢谧龀雒總€(gè)設(shè)計(jì)決策時(shí)都應(yīng)該有合理的理由。

　　例如，在配置成緩沖器的運(yùn)算放大器反饋路徑中有一個(gè)電阻器，應(yīng)該馬上想到“這是為什么呢?”

　　圖 1：在反饋路徑中包含電阻器的運(yùn)算放大器緩沖器電路

　　令人難以接受的實(shí)際情況是工程師經(jīng)常不知道自己為什么使用電阻器 R2。他們可能在以前的原理圖中看到過(guò)，所以感到必須包含這個(gè)電阻器。這些電阻器通常用于低速應(yīng)用 (<50 MHz)，以消除運(yùn)算放大器輸入偏置電流產(chǎn)生的 DC偏移。

　　R2 還可能會(huì)在輸出出現(xiàn) 靜電放電 (ESD) 沖擊時(shí)為反相輸入提供一定的保護(hù)。此外，如果兩個(gè)輸入端有匹配的電源阻抗，有些運(yùn)算放大器(特別是 JFET 輸入型)就會(huì)產(chǎn)生較低的失真。但如果不理解 R2 的用途，通常就會(huì)隨機(jī)選擇該值，從而導(dǎo)致不穩(wěn)定性。

　　要理解 R2 導(dǎo)致不穩(wěn)定性的原因，我們?cè)谠撾娐分屑尤脒\(yùn)算放大器的輸入電容，如圖 2 所示。

　　圖 2：在圖 1 電路中加入運(yùn)算放大器輸入電容

　　R2 與輸入共模電容 CCM2及輸入差分電容 CDM在反相輸入端構(gòu)成一個(gè)低通濾波器。反饋路徑中的低通濾波器在放大器的噪聲增益曲線(xiàn) (1/β) 上產(chǎn)生一個(gè)零值，所處頻率為：

　　如果該零值遠(yuǎn)遠(yuǎn)高于放大器的單位增益帶寬，如圖 3 中fz(2)所示，它就不會(huì)影響電路的穩(wěn)定性。但如果這個(gè)零處于或低于運(yùn)算放大器的單位增益帶寬位置，例如fz(1)，噪聲增益曲線(xiàn)就會(huì)以大于每十倍頻程 20dB 的速率與開(kāi)環(huán)增益曲線(xiàn)相交，表明有可能產(chǎn)生的不穩(wěn)定性。

　　圖 3：緩沖器放大器的開(kāi)環(huán)增益(紅)和噪聲增益(藍(lán))曲線(xiàn)

　　該零值的相移在低于fz的十倍頻位置開(kāi)始，因此保守設(shè)計(jì)原則是：

　　用該公式替換fz，我們便可確定能確保穩(wěn)定性的 R2最大值：

　　為了展示該效果，我對(duì)采用緩沖器配置的OPA172進(jìn)行了仿真，并測(cè)量了不同 R2 值的相位裕量。OPA172的單位增益帶寬是 10MHz，輸入共模與差分電容均為 4pF。使用公式 4 中的設(shè)計(jì)準(zhǔn)則，R2 的最大值是：

　　圖 4 是我用來(lái)測(cè)量相位裕量的TINA-TI?仿真電路原理圖。反饋環(huán)路在運(yùn)算放大器輸出端由電感器 L1 損壞，一個(gè)電源 (VG1) AC 耦合至該反饋環(huán)路。環(huán)路增益由具有“LG”標(biāo)識(shí)的探針提供，在環(huán)路增益等于 0dB 時(shí)，可測(cè)量相位裕量。

　　圖 4：配置為緩沖器的OPA172的TINA-TI?仿真電路原理圖

　　圖 5 是在 R2值增加時(shí)相位裕量的曲線(xiàn)。藍(lán)線(xiàn)是我們用公式 5 計(jì)算出的 R2 最大值。在低于該限值時(shí)，相位裕量的降低最小，在 R2 = 200 歐姆時(shí)僅降至 62°，而高于該限值時(shí)，相位裕量則會(huì)快速降低。

　　圖 5：OPA172相位裕量及 R2值的比較曲線(xiàn)

　　記住這一分析不包括電容負(fù)載或 PCB 寄生效應(yīng)的影響，但它們也會(huì)降低電路的相位裕量。

　　在某些電路中可能會(huì)有使用 R2的適當(dāng)理由，但在將其納入電路原理圖之前，要問(wèn)問(wèn)自己，使用該電阻器希望達(dá)到什么效果。如果所需的值很大，您可能會(huì)遇到穩(wěn)定性問(wèn)題。在任何工程設(shè)計(jì)工作中多問(wèn)“為什么”，對(duì)工程師自我提高十分關(guān)鍵!