ATSC接收機中的段場同步聯(lián)合檢測

1、引言

ATSC標準是美國大聯(lián)盟（GA）于1995年通過審核而成的HDTV標準[1]，這幾年已經(jīng)發(fā)展到了第五代的全數(shù)字接收機，在抗多徑方面取得了不小的成就。在多徑情況下，加上采樣偏的影響，前人提出的段同步檢測[2]已經(jīng)不能正常工作，迫切需要一種更加穩(wěn)定的段同步檢測方法。另外，多徑和采樣偏還同時干擾著場同步，如果存在多條和主徑幅度相差不多的多徑，選擇哪一條徑作為主徑對均衡器的性能起著至關重要的影響。在這個時候必須同時考慮段場同步，選擇最佳的主徑的位置。

GA的ATSC標準的數(shù)據(jù)幀結構如圖1所示。每一幀有奇偶兩場，每場有313段，每段828個符號，每段以4個符號長的段同步開始。圖1中所示的段場同步的位置可以檢測出來，為定時恢復和均衡器的工作提供參考。這些冗余數(shù)據(jù)在多徑情況下受到強烈的干擾，段同步由于只有4個符號，更容易影響。如何減小多徑以及采樣偏產(chǎn)生的影響，始終正確而穩(wěn)定的提供段場同步信號，并且始終保持段場同步對齊，正是本文所要討論的。

圖1　ATSC VSB數(shù)據(jù)幀格式

本文所提出的方法在存在段幀同步信號的場合都適用，筆者在ATSC標準中的8-VSB的情況下得到的結論具有一般性。

2、段場同步檢測原理

段場同步都是依靠其符號的相關特性來檢測的。圖2是8-VSB場同步信號的組成。對場同步檢測起作用的有PN511序列和第二個PN63序列。通過計算PN511序列的相關值來確定其位置。第二個PN63用來確定奇偶場。

圖2　8-VSB場同步的格式

段同步字在8-VSB信號中的圖樣為[+5，-5，-5，+5]，噪聲和多徑的干擾使同步字發(fā)生變化，直接檢測序列幾乎是不可能的。利用其周期性，通過迭加的方法可以形成大的相關峰來實現(xiàn)檢測。相關值的累加值存放在一個長度為832的移位寄存器中，新計算的相關值加上寄存器移出的值返回到寄存器的末尾，形成了一個積分環(huán)路。由于數(shù)據(jù)的隨機特性，寄存器的中對應載荷數(shù)據(jù)的部分的均值為0。而對應段同步的部分，由于始終有正的相關值與之累加，峰值逐漸變大，通過一個簡單的峰值檢測器，就可以得到段同步的位置。

圖3就是基于上述原理的段同步檢測器，輸入的是一倍符號率數(shù)據(jù)，為了防止寄存器的溢出，設置了門限值，如果檢測到峰值超過了這個門限值，多路選擇器就選擇除2的支路，從這時開始的一個段長的時間內(nèi)，移位寄存器的輸出值都除以2，等經(jīng)過了832個符號的時間，多路選擇器重新回到了直通的支路。

圖3　通過迭加來檢測段同步

在段場同步計算相關值的時候，為了簡化算法，舍棄乘法電路，使用加法電路來實現(xiàn)，效果是相同的。通常為了增加段同步檢測的可靠性，還需要在段同步檢測之后增加一個置信度計數(shù)器[3，4]。置信度計數(shù)器是個狀態(tài)轉移系統(tǒng)，如圖4所示。SO為初態(tài)，

圖4　置信度計數(shù)器

3、多徑及采樣偏對段場同步檢測的影響

PN511的相關峰是十分陡峭的，但是采樣偏會影響相關峰。采樣偏是收發(fā)時鐘不一致引起的，在此特指采樣時刻不同，圖5表明了不含多徑情況下，采樣時刻的錯誤帶來了兩個相同幅度的相關峰。這兩個相關峰到底取哪一個作為場同步的位置，必須結合段同步來判斷。

圖5　場同步相關值受采樣偏的影響

在室內(nèi)接收的情形下，存在一條和主徑差不多大的副徑的情況很常見，很容易使段同步檢測出錯，因為這兩條徑的段同步形成的相關值差不多大。我們選擇了一個比較典型的信道BrazilC信道[5]，第二條徑為主徑，和第四條徑的幅度差不多大。圖6給我們顯示了段同步檢測器的輸出之間的間隔并不正好是832，其原因就是段同步檢測時而認為第二條徑是主徑，時而認為第四條徑是主徑。即使將置信度計數(shù)器的狀態(tài)設計得更多，也還是不能從根本上改善段同步檢測的性能。類似地，場同步檢測也會出現(xiàn)這種情況，場同步檢測器會找到多個差不多幅度的峰值。由于采樣偏的影響，副徑的峰值甚至比主徑還要大。

圖6　BrazilC信道下段同步檢測輸出不穩(wěn) 

一種比較簡單的解決方法就是一旦確定段同步，則不再改變位置或者把原門限提高，缺點就是極有可能將副徑作為主徑并一直保持

4、改進的段場同步聯(lián)合檢測結構

考慮到上述的采樣偏及多徑對序列相關值的影響，單獨使用場同步檢測確定場同步的位置并不可靠。如果在計算PN511序列相關值的同時參考段同步的位置，就可提高場同步的可靠性。筆者放棄了以往段場同步分開檢測的方法，采用段場同步聯(lián)合檢測的結構，同時對其中的段同步檢測結構進行了優(yōu)化，增強了段同步檢測對抗多徑和采樣偏的性能。這個結構還使場同步的計算量變小，降低了系統(tǒng)的功耗。

該結構的基本思想就是如果相關值的幅度大于最大值的K倍，就輸出段同步檢測信號。如果信道中存在m條大于20log（k）dB的多徑，一段長的數(shù)據(jù)內(nèi)就可能會出現(xiàn)m個段同步檢測信號，參看式1。其中的max_corr為最大相關值，sync（n）為同步信號，corr（n）為當前相關值。

　　（1）

接下來的工作就是要從sync（n）中找到相隔為832符號的信號，這一過程稱為捕獲過程。在第一次出現(xiàn)了最大的相關值的時候，假設該值所對應的位置就是段同步所在的位置，啟動“符號計數(shù)器”開始計數(shù)，當下一次最大值來臨的時候，如果“符號計數(shù)器”的值為832，“鎖定計數(shù)器”就加1，連續(xù)檢測多次（筆者設置為10次）后，可以認定這個就是段同步。捕獲過程完成之后進入同步態(tài)，輸出鎖定信號。在鎖定的時候，段同步檢測的標準放寬，只要是大于k倍的最大值，就認為是段同步，直到多次小于k倍最大值才失鎖。

在多徑中含強多徑的場合，例如在BrazilC信道中，使用這種方法可能會檢測到第四條多徑中的段同步，而真正的主徑成為前向多徑。這會降低均衡器的性能。針對這種情況，需要在合適的時候?qū)Α版i定計數(shù)器”進行重置。為了達到這個目的，設置一個寄存器用來存儲第一次出現(xiàn)的最大相關值，在“鎖定計數(shù)器”為1的時候，如果發(fā)現(xiàn)相關值大于寄存器中的值，并且“符號計數(shù)器”的值大于m小于832（文中取m=800，m越大檢測的區(qū)間越小），就將“鎖定計數(shù)器”置0。上述的捕獲過程和重置邏輯稱為“鎖定邏輯”，參看圖7。在段同步鎖定之后，開始計算場同步的相關值，在多徑情況下，按照圖7中的場同步檢測結構，可能會出現(xiàn)多個場同步信號，如果段同步對應位置的場同步?jīng)]有檢測出來，輸出場同步未鎖定信號。圖7中的段同步的相關值的計算還是使用圖3中的結構，為了避免累贅而省略了。

圖7　改進的段場同步檢測結構

從器件功耗的角度來考慮，如果在段同步鎖定后開始計算場同步的相關值，場同步鎖定后每隔313段計算相關值，就可以大大減少了計算量，起到了控制器件功率的作用。在現(xiàn)代的ASIC設計中，這一點越來越重要了。

5、仿真結果

使用改進的段場同步聯(lián)合檢測機構，在MAT-LAB中在不同的多徑下使用不同的信噪比進行仿真。信道參數(shù)參看文獻[5]，仿真以5dB為間隔，仿真5次，每次240個段，如果每次都通過就認為通過了該信噪比條件下的測試，選擇最低的信噪比，列出表1，陰影部分表明未能通過測試。

表1　多徑下最低信噪比門限比較

6、結論

場同步雖然有很高的峰值，但是由于剩余采樣偏的影響，還是可能會估計錯誤。本文提出的段場同步聯(lián)合檢測的結構，能夠保證場同步估計的精確性，提高了段場同步檢測的抗多徑性能，仿真結果表明，在各種多徑，低信噪比都不能很好地工作；其次從控制能耗的角度來講，也具有一定的實用價值；最后該結構算法獨立，穩(wěn)定度高，易于模塊化，數(shù)字化實現(xiàn)。