DBS電視接收機(jī)低中頻與直接轉(zhuǎn)換調(diào)諧器的比較

DBS(直接廣播衛(wèi)星)系統(tǒng)包含兩個主要的信號處理子系統(tǒng)，分別是低噪聲 (LNB) 下變頻器和DBS電視接收機(jī)。LNB下變頻器位于衛(wèi)星碟型天線基座，負(fù)責(zé)把衛(wèi)星信號頻譜從C、Ku或Ka波段降到L波段 (0.9 GHz~2.2GHz)。DBS電視接收機(jī)則在機(jī)頂盒內(nèi)部，負(fù)責(zé)把信號降為基帶，并執(zhí)行信號處理功能，例如解調(diào)、MPEG譯碼、顯示處理和模擬音/視頻編碼 (NTSC/PAL)。

DBS接收機(jī)共有4個功能塊，分別為射頻調(diào)諧器、QPSK解調(diào)器/信道譯碼器、主機(jī)處理器和LNB電源控制器。射頻調(diào)諧器把信號從L波段下變頻至基帶；QPSK解調(diào)器/信道譯碼器把位串流還原；主機(jī)處理器負(fù)責(zé)MPEG數(shù)據(jù)流譯碼，然后產(chǎn)生視頻和音頻輸出信號，傳給電視機(jī)；LNB電源控制器則會產(chǎn)生13V/18V直流電，并通過射頻同軸纜線提供給LNB模塊。接收機(jī)還會把一個交流控制信號加到該直流電源，用來選擇所要的LNB極化方向。

過去十年來，DBS接收機(jī)的射頻調(diào)諧器已放棄原先的高中頻雙轉(zhuǎn)換架構(gòu)，轉(zhuǎn)而采用直接轉(zhuǎn)換零中頻 (ZIF) 架構(gòu)，最近，市場上也出現(xiàn)了單芯片CMOS低中頻接收機(jī)。DBS接收機(jī)有各種不同的射頻調(diào)諧器架構(gòu)，它們之間存在許多差異，會對設(shè)計師與最終系統(tǒng)造成影響。

傳統(tǒng)衛(wèi)星調(diào)諧器架構(gòu)

最早出現(xiàn)的衛(wèi)星電視調(diào)諧器芯片采用如圖1所示的高中頻雙轉(zhuǎn)換架構(gòu)，它擁有良好的鏡像拒斥效能。高中頻雙轉(zhuǎn)換架構(gòu)使用外接式中頻表面聲波濾波器 (IF SAW) ，作為電路級之間的濾波器，以便降低調(diào)諧器芯片所須達(dá)到的鏡像拒斥要求。然而，這些超外差調(diào)諧器卻需要復(fù)雜的兩級式混頻程序：調(diào)諧器先把信號從L波段降至高中頻 (例如480MHz)，再通過第二級混頻電路把信號降至基帶。高中頻雙轉(zhuǎn)換架構(gòu)還會消耗較多電能，因?yàn)橥獠侩娐繁仨毷褂煤芨叩闹蓄l頻率；另外，這些外部組件也會增加產(chǎn)品的用料成本。

直接轉(zhuǎn)換DBS調(diào)諧器僅需一次混頻就能將射頻信號從L波段直接降至基帶 (見圖2)。直接轉(zhuǎn)換接收機(jī)并沒有鏡像拒斥的問題，因?yàn)殓R像頻率也是所用要的目標(biāo)信號。它還能省下芯片外接SAW濾波器、第二組中頻混頻器和高中頻增益電路，這可簡化調(diào)諧器架構(gòu)，進(jìn)而縮小芯片面積、降低功耗、，并減少外部元器件數(shù)目和總系統(tǒng)成本。

直接轉(zhuǎn)換也有一些缺點(diǎn)，例如，I和Q通道之間可能因?yàn)槿N原因出現(xiàn)直流偏移，分別是組件不匹配、本地振蕩器 (LO) 信號泄漏至射頻輸入端，以及射頻信號泄漏至混頻器的本地振蕩器輸入端。直流偏移可能導(dǎo)致信號路徑的放大電路飽和，故應(yīng)避免。GSM等時域雙工 (TDD) 通信系統(tǒng)可在通信頻道關(guān)閉時測量并消除直流偏移，然而，數(shù)字衛(wèi)星電視卻須持續(xù)不斷地傳輸信號，所以，只能利用回路帶寬很小的直流偏移伺服回路 (DC offset servo loop) 減少直流偏移。窄帶確保偏移消除回路只會略微影響信號質(zhì)量，而且還能通過解調(diào)器的前向糾錯(FEC) 電路加以修復(fù)。但這種窄帶伺服回路需要很大的交流耦合電容，這類電容通常無法集成至芯片。

直接轉(zhuǎn)換調(diào)諧器的另一個缺點(diǎn)是，信號路徑組件的1/f噪聲可能導(dǎo)致調(diào)諧器噪聲指數(shù) (noise figure) 大幅下降，因?yàn)?/f噪聲會與零中頻位置的目標(biāo) (復(fù)數(shù)) 信號頻譜重迭。由于雙極晶體管的1/f噪聲遠(yuǎn)小于MOS晶體管，大多數(shù)的零中頻DBS調(diào)諧器都采用雙極技術(shù)。廠商曾數(shù)次試圖利用CMOS工藝設(shè)計直接轉(zhuǎn)換DBS調(diào)諧器，當(dāng)時，他們都選擇使用無源混頻器，因?yàn)樗男盘柭窂讲粫玫饺魏斡性淳w管，所以，1/f噪聲會變得很小。然而，無源混頻器卻會出現(xiàn)轉(zhuǎn)換損耗 (conversion loss)，使得基帶電路噪聲對接收機(jī)的整體噪聲效能造成不利的影響。

半導(dǎo)體工藝選擇及其對

系統(tǒng)功能分割的影響

調(diào)諧器的后面是解調(diào)器，它是一種含有大量數(shù)字電路的組件，包括將零中頻I和Q信號數(shù)字化的ADC前端。CMOS工藝可以減少解調(diào)器的芯片面積和功耗。接收機(jī)的第三個功能塊是MPEG主機(jī)處理器，這個大型系統(tǒng)單芯片很適合采用130nm、90 nm或65 nm等先進(jìn)CMOS工藝。

采用成熟的雙極工藝和0.6mm~0.2 mm微影技術(shù)的獨(dú)立式調(diào)諧器不但極具成本競爭力，還可提供較高的轉(zhuǎn)移頻率 (fT = 25 GHz ~50GHz)，可以設(shè)計數(shù)個GHz級的調(diào)諧器。然而，廠商雖能利用先進(jìn)BiCMOS工藝開發(fā)單芯片調(diào)諧器與解調(diào)器，但它們的成本卻很高，因?yàn)樗枰嘿F的多光罩工藝來處理數(shù)字電路密集的CMOS部分。

系統(tǒng)級封裝 (System-in-Package，SiP) 是較可行的集成方法，它會把雙極調(diào)諧器、CMOS解調(diào)器和MPEG處理器集成到單一封裝中。系統(tǒng)級封裝的主要優(yōu)點(diǎn)是上市時間較快，因?yàn)楝F(xiàn)有的調(diào)諧器和解調(diào)器裸片都可以重復(fù)使用。它的主要缺點(diǎn)是封裝成本較高、功耗散逸很復(fù)雜，還有打線接合 (bondwire) 造成的寄生參數(shù)耦合問題。

另一種系統(tǒng)分割方式是利用雙極或BiCMOS工藝設(shè)計獨(dú)立的射頻調(diào)諧器，再把解調(diào)器和MPEG處理器集成至另一個CMOS組件，這種做法又稱為主機(jī)與解調(diào)器集成法 (demod-on-host，見圖3)。這種分割方式就系統(tǒng)而言并不理想，因?yàn)樵醋g碼器與傳輸媒介有關(guān)，于是有線電視、地面廣播和衛(wèi)星接收器都需要不同的主機(jī)組件。這使OEM廠商無法開發(fā)一套通用硬件平臺 (見圖4)，它不僅影響產(chǎn)品的經(jīng)濟(jì)規(guī)模，還會增加廠商的認(rèn)證和組裝成本。通用硬件平臺只需一個可連接各種傳輸媒介的射頻前端，另外，還有一個與數(shù)字電視播送方式 (衛(wèi)星、有線、地面廣播或IP網(wǎng)絡(luò)) 無關(guān)的主機(jī)處理器。從圖4即可看出，通用硬件平臺顯然是較合理的系統(tǒng)分割方式。

直接轉(zhuǎn)換DBS調(diào)諧器

擴(kuò)大系統(tǒng)集成度的限制因素

盡管固定增益放大器擁有較好的噪聲指數(shù)和線性特性，但射頻低噪聲放大器 (LNA) 多半仍由一個高度線性的固定增益放大器和一個連續(xù)可變增益衰減器串聯(lián)而成。L波段射頻信號經(jīng)過放大后，送到模擬正交混頻器下變頻至基帶，然后由基帶可變增益放大器及其后連接的低通迭頻消除 (anti-aliasing) 濾波器提供I和Q正交模擬輸出至解調(diào)器。為了減輕直流偏移的影響，電路需要很低的轉(zhuǎn)角頻率 (corner frequency)，所以，它必須使用芯片外接的大耦合電容。此時，若信號路徑采用很大的增益步進(jìn) (例如分立步進(jìn)的自動增益控制器)，那么電路調(diào)整增益后，就需要長達(dá)數(shù)ms的時間才能穩(wěn)定，這個過程中將連續(xù)出現(xiàn)大量的錯誤數(shù)據(jù)，而且無法通過FEC更正。因此，直接轉(zhuǎn)換調(diào)諧器必須使用晶體管在作用區(qū) (active region) 工作的連續(xù)自動增益控制回路，只不過其信號路徑的噪聲和線性特性都不如僅需電阻和開關(guān)等無源組件的自動增益控制電路。

零中頻調(diào)諧器的優(yōu)點(diǎn)是能將ADC輸入端的目標(biāo)信道帶寬減至最小。DBS系統(tǒng)的符碼率 (symbol rate) 變化范圍為1Mbaud -45Mbaud，3dB信號帶寬約是符碼率的1.35倍。因此，在零中頻架構(gòu)里，I和Q信道的最高頻率約為30MHz，這表示ADC的取樣速率必須達(dá)到80MSPS ~90MSPS。另外，調(diào)諧器內(nèi)含的可變帶寬低通濾波器還能大幅衰減相鄰信道信號，確保唯有目標(biāo)信道信號出現(xiàn)在ADC輸入端，這能降低ADC所需的動態(tài)范圍和分辨率 (通常為6位)。降低分辨率和取樣頻率可減少ADC的功耗。

射頻合成器由多個LC振蕩器組成，這能將相位噪聲減至很小，最小通道隔離度則可低至1MHz左右。由于整數(shù)N鎖相環(huán)(PLL) 的帶寬至少要比參考頻率小10倍，所以，它需要帶寬很小的鎖相環(huán)，只不過這類鎖相環(huán)會增加通道切換時間 (zapping time) ，并降低信道掃描速率。直接轉(zhuǎn)換DBS調(diào)諧器通常使用分?jǐn)?shù)N (fractional-N) 鎖相環(huán)，這能加快其穩(wěn)定速度，并保留精密的頻率分辨率，以提供相鄰信道隔離能力。然而，分?jǐn)?shù)N合成器通常更復(fù)雜，設(shè)計師必須仔細(xì)分析高階Σ-Δ調(diào)制器回路可能造成的分?jǐn)?shù)混疊信號 (fractional spur) 和系統(tǒng)穩(wěn)定等問題。

由于鎖相環(huán)的帶寬較小，故需使用芯片外接的環(huán)路濾波器，這使得敏感的振蕩器控制電路必須連接到電路板上的信號線。一般來說，獨(dú)立調(diào)諧器可以通過適當(dāng)?shù)碾娐钒逶O(shè)計來限制壓控振蕩器 (VCO) 的耦合噪聲，電路板的混疊信號來源則包括交換式電源穩(wěn)壓器、石英振蕩器輻射的參考單頻 (reference tone) 和其它數(shù)字組件產(chǎn)生的單頻信號。

在使用SiP組件時，工程師必須仔細(xì)分析并設(shè)計所有的芯片接線，以便將數(shù)字解調(diào)器、LNA輸入接線、頻率合成器參考頻率石英晶體接線、芯片外接鎖相環(huán)濾波器接線和芯片內(nèi)建LC振蕩器電感之間的磁耦合減至最少。由于零中頻調(diào)諧器會將射頻信號直接降至基帶，所以，不可能通過頻率管理來避免某些混疊單頻信號 (spurious tone)。

低中頻寬帶衛(wèi)星調(diào)諧器

Silicon Labs在2005年底推出了低中頻DBS調(diào)諧器/解調(diào)器架構(gòu)，它能避免1/f噪聲對調(diào)諧器噪聲指數(shù)的影響，并且消除信號路徑的直流偏移。新架構(gòu)采用高于1/f噪聲轉(zhuǎn)折頻率的中頻頻率，避免了信號路徑的大部分閃爍噪聲 (flicker noise)；另外，調(diào)諧器輸出信號也不再包含直流電壓。由于中頻頻率約為40MHz，耦合電容可以減少至數(shù)個pF，芯片內(nèi)建電容能消除信號路徑的任何直流偏移。

在數(shù)字低中頻調(diào)諧器設(shè)計中，模擬混頻器會把一群L波段射頻通道轉(zhuǎn)換至低中頻，然后進(jìn)行濾波和轉(zhuǎn)換，最后才在數(shù)字域里把信號降至基帶；與采用模擬通道濾波的調(diào)諧器設(shè)計相比，這種方法可以提高濾波質(zhì)量，并減少使用面積，所得到的數(shù)字低中頻調(diào)諧器也很適合采用CMOS工藝。這種調(diào)諧器還能把解調(diào)器集成到同一芯片。

Si2110低中頻DBS衛(wèi)星電視接收器會等到第二個數(shù)字混頻器利用數(shù)值控制振蕩器 (NCO) 把信號降至基帶后，才在數(shù)字域執(zhí)行最后的信道選擇。電路接著會將QPSK基帶信號解調(diào)，再通過芯片輸出引腳提供所產(chǎn)生的MPEG傳輸流 (transport stream)。這是理想的L波段射頻至MPEG串流接收機(jī)單芯片方案，可以根據(jù)DVB-S或DirecTV DSS DBS標(biāo)準(zhǔn)接收衛(wèi)星服務(wù)信息。

低中頻架構(gòu)的技術(shù)優(yōu)勢

與零中頻架構(gòu)相比，低中頻調(diào)諧器的直流偏移消除回路會有較高的轉(zhuǎn)折頻率，故能在自動增益控制電路改變增益值后更快地穩(wěn)定下來，這使得應(yīng)用設(shè)計可以采用分立步進(jìn)的自動增益控制電路。分立步進(jìn)設(shè)計只需要電阻和開關(guān)組件，這與連續(xù)式自動增益控制電路有很大不同。這種無源式自動增益控制電路的噪聲低于采用有源晶體管的衰減電路，線性特性也更優(yōu)異，這有助于提高接收機(jī)的IIP3效能 (Si2110在最大增益值時，IIP3 = +25dBm，零中頻DBS調(diào)諧器通常只有+9dBm)。

第一個模擬混頻器可由簡單的整數(shù)N頻率合成器利用較大的頻率步進(jìn)(例如20 MHz)驅(qū)動，這個合成器可以采用環(huán)狀振蕩器 (ring oscillator)，而不是LC振蕩器。雖然環(huán)狀振蕩器的相位噪聲較大，但由于其參考頻率高達(dá)20MHz，電路可以使用帶寬很大的鎖相環(huán) (1MHz)，這不僅降低了回路帶寬內(nèi)的相位噪聲，還能將環(huán)路濾波器集成至芯片，避免噪聲與混疊信號耦合至敏感的壓控振蕩器控制線路。

信號降至低中頻后，就由一個可變增益放大器進(jìn)行放大，這個可變增益放大器可與射頻前端衰減器搭配，提供衛(wèi)星電視應(yīng)用所需的寬增益范圍 (90dB)。電路接著對信號進(jìn)行低通濾波 (迭頻消除濾波器) 和A/D轉(zhuǎn)換。由于信號中心頻率在40MHz附近，最大通道帶寬約為60MHz，ADC必須提供高達(dá)200MSPS的取樣速率，這不僅超過了零中頻調(diào)諧器的取樣速率，也使得數(shù)字解調(diào)器的初級電路必須在較高的頻率下才能工作。除此之外，低中頻調(diào)諧器的功耗也高于零中頻調(diào)諧器，這是因?yàn)樗闹蓄l信號路徑需要更大的帶寬，ADC和解調(diào)器也使用更高的頻率。但在機(jī)頂盒應(yīng)用里，功耗并不是最重要的參數(shù)，調(diào)諧器的低噪聲和雜散特性 (spurious performance) 才是確保接收機(jī)在微弱的射頻衛(wèi)星輸入信號下，仍能提供高接收靈敏度的關(guān)鍵。

數(shù)字解調(diào)器需要另一個鎖相環(huán)提供數(shù)字頻率，但設(shè)計師必須謹(jǐn)慎規(guī)劃頻率，避免芯片內(nèi)建的兩個鎖相環(huán)發(fā)生混附信號耦合 (spur injection)，或是因?yàn)檩敵鲐?fù)載變化而造成頻率變 動 (pulling) 等問題。第一個是環(huán)狀振蕩器，它不需要任何電感，還能避免數(shù)字電路與射頻合成器之間的信號耦合。另外，只要把環(huán)路濾波器集成到芯片里，就能將敏感的壓控振蕩器控制線路所耦合的混附信號減至最少。在低中頻調(diào)諧器架構(gòu)里，只有數(shù)字電路與低噪聲放大器的輸入接線之間可能出現(xiàn)嚴(yán)重的射頻耦合，但設(shè)計師可通過適當(dāng)?shù)念l率規(guī)劃避免這類耦合所造成的影響，例如，在A/D轉(zhuǎn)換之前略微移動中頻的中心位置，并為數(shù)字解調(diào)器的頻率移動提供適當(dāng)補(bǔ)償。

由于所有調(diào)諧器和解調(diào)器都很容易采用CMOS工藝實(shí)現(xiàn)，因此，廠商不僅能開發(fā)出真正的單芯片調(diào)諧器與解調(diào)器，還可利用該IP整合MPEG主機(jī)處理器。

性能對比

受到低轉(zhuǎn)角頻率直流偏移消除回路的影響，零中頻調(diào)諧器的實(shí)現(xiàn)損耗 (implementation loss) 在符碼率較低時比較大；但是，當(dāng)符碼率很高時，它的實(shí)現(xiàn)損耗就變得較小。高中頻調(diào)諧器正好相反，它在符碼率很高時會出現(xiàn)比較大的實(shí)現(xiàn)損耗，這是因?yàn)樾酒饨覵AW濾波器的有限帶寬會造成群延遲失真 。另外，當(dāng)數(shù)據(jù)速率較低時，過多的相位噪聲也會導(dǎo)致高中頻架構(gòu)的實(shí)現(xiàn)損耗增加。相比之下，低中頻調(diào)諧器并沒有直流偏移消除回路或芯片外接SAW濾波器，所以，不僅實(shí)現(xiàn)損耗很小，還能在整個符碼率范圍內(nèi)保持定值。

直接轉(zhuǎn)換架構(gòu)的鏡像信道就是接收信道，故在阻隔要求較嚴(yán) (高鏡像拒斥比) 的通信系統(tǒng)中具有優(yōu)勢。但在衛(wèi)星電視接收機(jī)里，所有接收信道的功率分布模式 (power profile) 都很類似，因此，鏡像拒斥比只要達(dá)到40dB~45dB就能符合要求。這表示就DBS應(yīng)用而言，零中頻調(diào)諧器實(shí)際上并沒有贏過低中頻調(diào)諧器。除此之外，直接轉(zhuǎn)換調(diào)諧器與數(shù)字解調(diào)器之間還有許多的寄生參數(shù)耦合效應(yīng)，因此，很難把調(diào)諧器與解調(diào)器集成至單芯片。

相比之下，數(shù)字低中頻架構(gòu)則能在數(shù)字I/Q校準(zhǔn)后提供適當(dāng)?shù)溺R像拒斥比，并且設(shè)計出不含電感的射頻合成器。當(dāng)本地射頻振蕩器不含電感時，就算同一個芯片集成了很大的數(shù)字解調(diào)器，它仍能將寄生參數(shù)耦合減至最小。環(huán)狀振蕩器則能大幅減少芯片使用面積，這對降低成本和減少基材寄生耦合都有幫助。另外，它還能提供較好的混附信號性能，射頻頻率也不會因?yàn)樨?fù)載或電壓變化而漂移 (RF pulling and pushing)。在實(shí)際應(yīng)用當(dāng)中，雙轉(zhuǎn)換數(shù)字低中頻調(diào)諧器并不會增加接收機(jī)的復(fù)雜性，因?yàn)榱阒蓄l調(diào)諧器也需要在解調(diào)器中增加另一級數(shù)字混頻電路，以補(bǔ)償LNB振蕩器頻率漂移。這兩種架構(gòu)的主要區(qū)別在于，低中頻調(diào)諧器的數(shù)值控制振蕩器提供更大的調(diào)諧范圍，因?yàn)樗仨氀a(bǔ)償LNB頻率漂移，以及射頻混頻器下變頻造成的一整群通道的中頻中心點(diǎn)移動。

低中頻架構(gòu)的一個缺點(diǎn)是，它需要帶寬較大的中頻電路，以及頻率較高的數(shù)字解調(diào)器和前端ADC。這樣雖然會增加功能，但此問題會隨著90nm、65nm和更精密的CMOS工藝的不斷成熟而逐漸減輕，這些先進(jìn)工藝可以在規(guī)定的功率預(yù)算下，設(shè)計出更快的數(shù)字電路和更高帶寬的模擬放大器。

結(jié)語

要實(shí)現(xiàn)單芯片DBS接收機(jī)，采用CMOS工藝的調(diào)諧器/解調(diào)器是一種低成本方案，低中頻調(diào)諧器則是實(shí)現(xiàn)目標(biāo)的理想架構(gòu)。只要把更多的信號處理作業(yè)轉(zhuǎn)移到數(shù)字域執(zhí)行，系統(tǒng)對射頻前端的要求就無需如此嚴(yán)格。隨著現(xiàn)代深亞微米CMOS工藝的不斷成熟，數(shù)字電路的速度越來越快，這種利用DSP解決模擬CMOS工藝非理想特性的方法將會變得更有意義。■