DBS電視接收機(jī)低中頻與直接轉(zhuǎn)換調(diào)諧器的比較

DBS(直接廣播衛(wèi)星)系統(tǒng)包含兩個(gè)主要的信號(hào)處理子系統(tǒng)，分別是低噪聲 (LNB) 下變頻器和DBS電視接收機(jī)。LNB下變頻器位于衛(wèi)星碟型天線基座，負(fù)責(zé)把衛(wèi)星信號(hào)頻譜從C、Ku或Ka波段降到L波段 (0.9 GHz~2.2GHz)。DBS電視接收機(jī)則在機(jī)頂盒內(nèi)部，負(fù)責(zé)把信號(hào)降為基帶，并執(zhí)行信號(hào)處理功能，例如解調(diào)、MPEG譯碼、顯示處理和模擬音/視頻編碼 (NTSC/PAL)。

DBS接收機(jī)共有4個(gè)功能塊，分別為射頻調(diào)諧器、QPSK解調(diào)器/信道譯碼器、主機(jī)處理器和LNB電源控制器。射頻調(diào)諧器把信號(hào)從L波段下變頻至基帶；QPSK解調(diào)器/信道譯碼器把位串流還原；主機(jī)處理器負(fù)責(zé)MPEG數(shù)據(jù)流譯碼，然后產(chǎn)生視頻和音頻輸出信號(hào)，傳給電視機(jī)；LNB電源控制器則會(huì)產(chǎn)生13V/18V直流電，并通過射頻同軸纜線提供給LNB模塊。接收機(jī)還會(huì)把一個(gè)交流控制信號(hào)加到該直流電源，用來選擇所要的LNB極化方向。

過去十年來，DBS接收機(jī)的射頻調(diào)諧器已放棄原先的高中頻雙轉(zhuǎn)換架構(gòu)，轉(zhuǎn)而采用直接轉(zhuǎn)換零中頻 (ZIF) 架構(gòu)，最近，市場上也出現(xiàn)了單芯片CMOS低中頻接收機(jī)。DBS接收機(jī)有各種不同的射頻調(diào)諧器架構(gòu)，它們之間存在許多差異，會(huì)對設(shè)計(jì)師與最終系統(tǒng)造成影響。

傳統(tǒng)衛(wèi)星調(diào)諧器架構(gòu)

最早出現(xiàn)的衛(wèi)星電視調(diào)諧器芯片采用如圖1所示的高中頻雙轉(zhuǎn)換架構(gòu)，它擁有良好的鏡像拒斥效能。高中頻雙轉(zhuǎn)換架構(gòu)使用外接式中頻表面聲波濾波器 (IF SAW) ，作為電路級之間的濾波器，以便降低調(diào)諧器芯片所須達(dá)到的鏡像拒斥要求。然而，這些超外差調(diào)諧器卻需要復(fù)雜的兩級式混頻程序：調(diào)諧器先把信號(hào)從L波段降至高中頻 (例如480MHz)，再通過第二級混頻電路把信號(hào)降至基帶。高中頻雙轉(zhuǎn)換架構(gòu)還會(huì)消耗較多電能，因?yàn)橥獠侩娐繁仨毷褂煤芨叩闹蓄l頻率；另外，這些外部組件也會(huì)增加產(chǎn)品的用料成本。

直接轉(zhuǎn)換DBS調(diào)諧器僅需一次混頻就能將射頻信號(hào)從L波段直接降至基帶 (見圖2)。直接轉(zhuǎn)換接收機(jī)并沒有鏡像拒斥的問題，因?yàn)殓R像頻率也是所用要的目標(biāo)信號(hào)。它還能省下芯片外接SAW濾波器、第二組中頻混頻器和高中頻增益電路，這可簡化調(diào)諧器架構(gòu)，進(jìn)而縮小芯片面積、降低功耗、，并減少外部元器件數(shù)目和總系統(tǒng)成本。

直接轉(zhuǎn)換也有一些缺點(diǎn)，例如，I和Q通道之間可能因?yàn)槿N原因出現(xiàn)直流偏移，分別是組件不匹配、本地振蕩器 (LO) 信號(hào)泄漏至射頻輸入端，以及射頻信號(hào)泄漏至混頻器的本地振蕩器輸入端。直流偏移可能導(dǎo)致信號(hào)路徑的放大電路飽和，故應(yīng)避免。GSM等時(shí)域雙工 (TDD) 通信系統(tǒng)可在通信頻道關(guān)閉時(shí)測量并消除直流偏移，然而，數(shù)字衛(wèi)星電視卻須持續(xù)不斷地傳輸信號(hào)，所以，只能利用回路帶寬很小的直流偏移伺服回路 (DC offset servo loop) 減少直流偏移。窄帶確保偏移消除回路只會(huì)略微影響信號(hào)質(zhì)量，而且還能通過解調(diào)器的前向糾錯(cuò)(FEC) 電路加以修復(fù)。但這種窄帶伺服回路需要很大的交流耦合電容，這類電容通常無法集成至芯片。

直接轉(zhuǎn)換調(diào)諧器的另一個(gè)缺點(diǎn)是，信號(hào)路徑組件的1/f噪聲可能導(dǎo)致調(diào)諧器噪聲指數(shù) (noise figure) 大幅下降，因?yàn)?/f噪聲會(huì)與零中頻位置的目標(biāo) (復(fù)數(shù)) 信號(hào)頻譜重迭。由于雙極晶體管的1/f噪聲遠(yuǎn)小于MOS晶體管，大多數(shù)的零中頻DBS調(diào)諧器都采用雙極技術(shù)。廠商曾數(shù)次試圖利用CMOS工藝設(shè)計(jì)直接轉(zhuǎn)換DBS調(diào)諧器，當(dāng)時(shí)，他們都選擇使用無源混頻器，因?yàn)樗男盘?hào)路徑不會(huì)用到任何有源晶體管，所以，1/f噪聲會(huì)變得很小。然而，無源混頻器卻會(huì)出現(xiàn)轉(zhuǎn)換損耗 (conversion loss)，使得基帶電路噪聲對接收機(jī)的整體噪聲效能造成不利的影響。

半導(dǎo)體工藝選擇及其對

系統(tǒng)功能分割的影響

調(diào)諧器的后面是解調(diào)器，它是一種含有大量數(shù)字電路的組件，包括將零中頻I和Q信號(hào)數(shù)字化的ADC前端。CMOS工藝可以減少解調(diào)器的芯片面積和功耗。接收機(jī)的第三個(gè)功能塊是MPEG主機(jī)處理器，這個(gè)大型系統(tǒng)單芯片很適合采用130nm、90 nm或65 nm等先進(jìn)CMOS工藝。

采用成熟的雙極工藝和0.6mm~0.2 mm微影技術(shù)的獨(dú)立式調(diào)諧器不但極具成本競爭力，還可提供較高的轉(zhuǎn)移頻率 (fT = 25 GHz ~50GHz)，可以設(shè)計(jì)數(shù)個(gè)GHz級的調(diào)諧器。然而，廠商雖能利用先進(jìn)BiCMOS工藝開發(fā)單芯片調(diào)諧器與解調(diào)器，但它們的成本卻很高，因?yàn)樗枰嘿F的多光罩工藝來處理數(shù)字電路密集的CMOS部分。

系統(tǒng)級封裝 (System-in-Package，SiP) 是較可行的集成方法，它會(huì)把雙極調(diào)諧器、CMOS解調(diào)器和MPEG處理器集成到單一封裝中。系統(tǒng)級封裝的主要優(yōu)點(diǎn)是上市時(shí)間較快，因?yàn)楝F(xiàn)有的調(diào)諧器和解調(diào)器裸片都可以重復(fù)使用。它的主要缺點(diǎn)是封裝成本較高、功耗散逸很復(fù)雜，還有打線接合 (bondwire) 造成的寄生參數(shù)耦合問題。

另一種系統(tǒng)分割方式是利用雙極或BiCMOS工藝設(shè)計(jì)獨(dú)立的射頻調(diào)諧器，再把解調(diào)器和MPEG處理器集成至另一個(gè)CMOS組件，這種做法又稱為主機(jī)與解調(diào)器集成法 (demod-on-host，見圖3)。這種分割方式就系統(tǒng)而言并不理想，因?yàn)樵醋g碼器與傳輸媒介有關(guān)，于是有線電視、地面廣播和衛(wèi)星接收器都需要不同的主機(jī)組件。這使OEM廠商無法開發(fā)一套通用硬件平臺(tái) (見圖4)，它不僅影響產(chǎn)品的經(jīng)濟(jì)規(guī)模，還會(huì)增加廠商的認(rèn)證和組裝成本。通用硬件平臺(tái)只需一個(gè)可連接各種傳輸媒介的射頻前端，另外，還有一個(gè)與數(shù)字電視播送方式 (衛(wèi)星、有線、地面廣播或IP網(wǎng)絡(luò)) 無關(guān)的主機(jī)處理器。從圖4即可看出，通用硬件平臺(tái)顯然是較合理的系統(tǒng)分割方式。

直接轉(zhuǎn)換DBS調(diào)諧器

擴(kuò)大系統(tǒng)集成度的限制因素

盡管固定增益放大器擁有較好的噪聲指數(shù)和線性特性，但射頻低噪聲放大器 (LNA) 多半仍由一個(gè)高度線性的固定增益放大器和一個(gè)連續(xù)可變增益衰減器串聯(lián)而成。L波段射頻信號(hào)經(jīng)過放大后，送到模擬正交混頻器下變頻至基帶，然后由基帶可變增益放大器及其后連接的低通迭頻消除 (anti-aliasing) 濾波器提供I和Q正交模擬輸出至解調(diào)器。為了減輕直流偏移的影響，電路需要很低的轉(zhuǎn)角頻率 (corner frequency)，所以，它必須使用芯片外接的大耦合電容。此時(shí)，若信號(hào)路徑采用很大的增益步進(jìn) (例如分立步進(jìn)的自動(dòng)增益控制器)，那么電路調(diào)整增益后，就需要長達(dá)數(shù)ms的時(shí)間才能穩(wěn)定，這個(gè)過程中將連續(xù)出現(xiàn)大量的錯(cuò)誤數(shù)據(jù)，而且無法通過FEC更正。因此，直接轉(zhuǎn)換調(diào)諧器必須使用晶體管在作用區(qū) (active region) 工作的連續(xù)自動(dòng)增益控制回路，只不過其信號(hào)路徑的噪聲和線性特性都不如僅需電阻和開關(guān)等無源組件的自動(dòng)增益控制電路。

零中頻調(diào)諧器的優(yōu)點(diǎn)是能將ADC輸入端的目標(biāo)信道帶寬減至最小。DBS系統(tǒng)的符碼率 (symbol rate) 變化范圍為1Mbaud -45Mbaud，3dB信號(hào)帶寬約是符碼率的1.35倍。因此，在零中頻架構(gòu)里，I和Q信道的最高頻率約為30MHz，這表示ADC的取樣速率必須達(dá)到80MSPS ~90MSPS。另外，調(diào)諧器內(nèi)含的可變帶寬低通濾波器還能大幅衰減相鄰信道信號(hào)，確保唯有目標(biāo)信道信號(hào)出現(xiàn)在ADC輸入端，這能降低ADC所需的動(dòng)態(tài)范圍和分辨率 (通常為6位)。降低分辨率和取樣頻率可減少ADC的功耗。

射頻合成器由多個(gè)LC振蕩器組成，這能將相位噪聲減至很小，最小通道隔離度則可低至1MHz左右。由于整數(shù)N鎖相環(huán)(PLL) 的帶寬至少要比參考頻率小10倍，所以，它需要帶寬很小的鎖相環(huán)，只不過這類鎖相環(huán)會(huì)增加通道切換時(shí)間 (zapping time) ，并降低信道掃描速率。直接轉(zhuǎn)換DBS調(diào)諧器通常使用分?jǐn)?shù)N (fractional-N) 鎖相環(huán)，這能加快其穩(wěn)定速度，并保留精密的頻率分辨率，以提供相鄰信道隔離能力。然而，分?jǐn)?shù)N合成器通常更復(fù)雜，設(shè)計(jì)師必須仔細(xì)分析高階Σ-Δ調(diào)制器回路可能造成的分?jǐn)?shù)混疊信號(hào) (fractional spur) 和系統(tǒng)穩(wěn)定等問題。

由于鎖相環(huán)的帶寬較小，故需使用芯片外接的環(huán)路濾波器，這使得敏感的振蕩器控制電路必須連接到電路板上的信號(hào)線。一般來說，獨(dú)立調(diào)諧器可以通過適當(dāng)?shù)碾娐钒逶O(shè)計(jì)來限制壓控振蕩器 (VCO) 的耦合噪聲，電路板的混疊信號(hào)來源則包括交換式電源穩(wěn)壓器、石英振蕩器輻射的參考單頻 (reference tone) 和其它數(shù)字組件產(chǎn)生的單頻信號(hào)。

在使用SiP組件時(shí)，工程師必須仔細(xì)分析并設(shè)計(jì)所有的芯片接線，以便將數(shù)字解調(diào)器、LNA輸入接線、頻率合成器參考頻率石英晶體接線、芯片外接鎖相環(huán)濾波器接線和芯片內(nèi)建LC振蕩器電感之間的磁耦合減至最少。由于零中頻調(diào)諧器會(huì)將射頻信號(hào)直接降至基帶，所以，不可能通過頻率管理來避免某些混疊單頻信號(hào) (spurious tone)。

低中頻寬帶衛(wèi)星調(diào)諧器

Silicon Labs在2005年底推出了低中頻DBS調(diào)諧器/解調(diào)器架構(gòu)，它能避免1/f噪聲對調(diào)諧器噪聲指數(shù)的影響，并且消除信號(hào)路徑的直流偏移。新架構(gòu)采用高于1/f噪聲轉(zhuǎn)折頻率的中頻頻率，避免了信號(hào)路徑的大部分閃爍噪聲 (flicker noise)；另外，調(diào)諧器輸出信號(hào)也不再包含直流電壓。由于中頻頻率約為40MHz，耦合電容可以減少至數(shù)個(gè)pF，芯片內(nèi)建電容能消除信號(hào)路徑的任何直流偏移。

在數(shù)字低中頻調(diào)諧器設(shè)計(jì)中，模擬混頻器會(huì)把一群L波段射頻通道轉(zhuǎn)換至低中頻，然后進(jìn)行濾波和轉(zhuǎn)換，最后才在數(shù)字域里把信號(hào)降至基帶；與采用模擬通道濾波的調(diào)諧器設(shè)計(jì)相比，這種方法可以提高濾波質(zhì)量，并減少使用面積，所得到的數(shù)字低中頻調(diào)諧器也很適合采用CMOS工藝。這種調(diào)諧器還能把解調(diào)器集成到同一芯片。

Si2110低中頻DBS衛(wèi)星電視接收器會(huì)等到第二個(gè)數(shù)字混頻器利用數(shù)值控制振蕩器 (NCO) 把信號(hào)降至基帶后，才在數(shù)字域執(zhí)行最后的信道選擇。電路接著會(huì)將QPSK基帶信號(hào)解調(diào)，再通過芯片輸出引腳提供所產(chǎn)生的MPEG傳輸流 (transport stream)。這是理想的L波段射頻至MPEG串流接收機(jī)單芯片方案，可以根據(jù)DVB-S或DirecTV DSS DBS標(biāo)準(zhǔn)接收衛(wèi)星服務(wù)信息。

低中頻架構(gòu)的技術(shù)優(yōu)勢

與零中頻架構(gòu)相比，低中頻調(diào)諧器的直流偏移消除回路會(huì)有較高的轉(zhuǎn)折頻率，故能在自動(dòng)增益控制電路改變增益值后更快地穩(wěn)定下來，這使得應(yīng)用設(shè)計(jì)可以采用分立步進(jìn)的自動(dòng)增益控制電路。分立步進(jìn)設(shè)計(jì)只需要電阻和開關(guān)組件，這與連續(xù)式自動(dòng)增益控制電路有很大不同。這種無源式自動(dòng)增益控制電路的噪聲低于采用有源晶體管的衰減電路，線性特性也更優(yōu)異，這有助于提高接收機(jī)的IIP3效能 (Si2110在最大增益值時(shí)，IIP3 = +25dBm，零中頻DBS調(diào)諧器通常只有+9dBm)。

第一個(gè)模擬混頻器可由簡單的整數(shù)N頻率合成器利用較大的頻率步進(jìn)(例如20 MHz)驅(qū)動(dòng)，這個(gè)合成器可以采用環(huán)狀振蕩器 (ring oscillator)，而不是LC振蕩器。雖然環(huán)狀振蕩器的相位噪聲較大，但由于其參考頻率高達(dá)20MHz，電路可以使用帶寬很大的鎖相環(huán) (1MHz)，這不僅降低了回路帶寬內(nèi)的相位噪聲，還能將環(huán)路濾波器集成至芯片，避免噪聲與混疊信號(hào)耦合至敏感的壓控振蕩器控制線路。

信號(hào)降至低中頻后，就由一個(gè)可變增益放大器進(jìn)行放大，這個(gè)可變增益放大器可與射頻前端衰減器搭配，提供衛(wèi)星電視應(yīng)用所需的寬增益范圍 (90dB)。電路接著對信號(hào)進(jìn)行低通濾波 (迭頻消除濾波器) 和A/D轉(zhuǎn)換。由于信號(hào)中心頻率在40MHz附近，最大通道帶寬約為60MHz，ADC必須提供高達(dá)200MSPS的取樣速率，這不僅超過了零中頻調(diào)諧器的取樣速率，也使得數(shù)字解調(diào)器的初級電路必須在較高的頻率下才能工作。除此之外，低中頻調(diào)諧器的功耗也高于零中頻調(diào)諧器，這是因?yàn)樗闹蓄l信號(hào)路徑需要更大的帶寬，ADC和解調(diào)器也使用更高的頻率。但在機(jī)頂盒應(yīng)用里，功耗并不是最重要的參數(shù)，調(diào)諧器的低噪聲和雜散特性 (spurious performance) 才是確保接收機(jī)在微弱的射頻衛(wèi)星輸入信號(hào)下，仍能提供高接收靈敏度的關(guān)鍵。

數(shù)字解調(diào)器需要另一個(gè)鎖相環(huán)提供數(shù)字頻率，但設(shè)計(jì)師必須謹(jǐn)慎規(guī)劃頻率，避免芯片內(nèi)建的兩個(gè)鎖相環(huán)發(fā)生混附信號(hào)耦合 (spur injection)，或是因?yàn)檩敵鲐?fù)載變化而造成頻率變 動(dòng) (pulling) 等問題。第一個(gè)是環(huán)狀振蕩器，它不需要任何電感，還能避免數(shù)字電路與射頻合成器之間的信號(hào)耦合。另外，只要把環(huán)路濾波器集成到芯片里，就能將敏感的壓控振蕩器控制線路所耦合的混附信號(hào)減至最少。在低中頻調(diào)諧器架構(gòu)里，只有數(shù)字電路與低噪聲放大器的輸入接線之間可能出現(xiàn)嚴(yán)重的射頻耦合，但設(shè)計(jì)師可通過適當(dāng)?shù)念l率規(guī)劃避免這類耦合所造成的影響，例如，在A/D轉(zhuǎn)換之前略微移動(dòng)中頻的中心位置，并為數(shù)字解調(diào)器的頻率移動(dòng)提供適當(dāng)補(bǔ)償。

由于所有調(diào)諧器和解調(diào)器都很容易采用CMOS工藝實(shí)現(xiàn)，因此，廠商不僅能開發(fā)出真正的單芯片調(diào)諧器與解調(diào)器，還可利用該IP整合MPEG主機(jī)處理器。

性能對比

受到低轉(zhuǎn)角頻率直流偏移消除回路的影響，零中頻調(diào)諧器的實(shí)現(xiàn)損耗 (implementation loss) 在符碼率較低時(shí)比較大；但是，當(dāng)符碼率很高時(shí)，它的實(shí)現(xiàn)損耗就變得較小。高中頻調(diào)諧器正好相反，它在符碼率很高時(shí)會(huì)出現(xiàn)比較大的實(shí)現(xiàn)損耗，這是因?yàn)樾酒饨覵AW濾波器的有限帶寬會(huì)造成群延遲失真 。另外，當(dāng)數(shù)據(jù)速率較低時(shí)，過多的相位噪聲也會(huì)導(dǎo)致高中頻架構(gòu)的實(shí)現(xiàn)損耗增加。相比之下，低中頻調(diào)諧器并沒有直流偏移消除回路或芯片外接SAW濾波器，所以，不僅實(shí)現(xiàn)損耗很小，還能在整個(gè)符碼率范圍內(nèi)保持定值。

直接轉(zhuǎn)換架構(gòu)的鏡像信道就是接收信道，故在阻隔要求較嚴(yán) (高鏡像拒斥比) 的通信系統(tǒng)中具有優(yōu)勢。但在衛(wèi)星電視接收機(jī)里，所有接收信道的功率分布模式 (power profile) 都很類似，因此，鏡像拒斥比只要達(dá)到40dB~45dB就能符合要求。這表示就DBS應(yīng)用而言，零中頻調(diào)諧器實(shí)際上并沒有贏過低中頻調(diào)諧器。除此之外，直接轉(zhuǎn)換調(diào)諧器與數(shù)字解調(diào)器之間還有許多的寄生參數(shù)耦合效應(yīng)，因此，很難把調(diào)諧器與解調(diào)器集成至單芯片。

相比之下，數(shù)字低中頻架構(gòu)則能在數(shù)字I/Q校準(zhǔn)后提供適當(dāng)?shù)溺R像拒斥比，并且設(shè)計(jì)出不含電感的射頻合成器。當(dāng)本地射頻振蕩器不含電感時(shí)，就算同一個(gè)芯片集成了很大的數(shù)字解調(diào)器，它仍能將寄生參數(shù)耦合減至最小。環(huán)狀振蕩器則能大幅減少芯片使用面積，這對降低成本和減少基材寄生耦合都有幫助。另外，它還能提供較好的混附信號(hào)性能，射頻頻率也不會(huì)因?yàn)樨?fù)載或電壓變化而漂移 (RF pulling and pushing)。在實(shí)際應(yīng)用當(dāng)中，雙轉(zhuǎn)換數(shù)字低中頻調(diào)諧器并不會(huì)增加接收機(jī)的復(fù)雜性，因?yàn)榱阒蓄l調(diào)諧器也需要在解調(diào)器中增加另一級數(shù)字混頻電路，以補(bǔ)償LNB振蕩器頻率漂移。這兩種架構(gòu)的主要區(qū)別在于，低中頻調(diào)諧器的數(shù)值控制振蕩器提供更大的調(diào)諧范圍，因?yàn)樗仨氀a(bǔ)償LNB頻率漂移，以及射頻混頻器下變頻造成的一整群通道的中頻中心點(diǎn)移動(dòng)。

低中頻架構(gòu)的一個(gè)缺點(diǎn)是，它需要帶寬較大的中頻電路，以及頻率較高的數(shù)字解調(diào)器和前端ADC。這樣雖然會(huì)增加功能，但此問題會(huì)隨著90nm、65nm和更精密的CMOS工藝的不斷成熟而逐漸減輕，這些先進(jìn)工藝可以在規(guī)定的功率預(yù)算下，設(shè)計(jì)出更快的數(shù)字電路和更高帶寬的模擬放大器。

結(jié)語

要實(shí)現(xiàn)單芯片DBS接收機(jī)，采用CMOS工藝的調(diào)諧器/解調(diào)器是一種低成本方案，低中頻調(diào)諧器則是實(shí)現(xiàn)目標(biāo)的理想架構(gòu)。只要把更多的信號(hào)處理作業(yè)轉(zhuǎn)移到數(shù)字域執(zhí)行，系統(tǒng)對射頻前端的要求就無需如此嚴(yán)格。隨著現(xiàn)代深亞微米CMOS工藝的不斷成熟，數(shù)字電路的速度越來越快，這種利用DSP解決模擬CMOS工藝非理想特性的方法將會(huì)變得更有意義?！?/P>