基于AD8346的直接變頻發(fā)射機(jī)設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)

　　1 引 言

　　直接變頻技術(shù)長(zhǎng)期以來(lái)一直被譽(yù)為通訊領(lǐng)域的"圣杯"。很顯然，任何承諾減少元器件數(shù)量并且降低成本的新體系結(jié)構(gòu)必定很誘人。然而，事情從未這樣簡(jiǎn)單。超外差體系結(jié)構(gòu)能夠在中頻(IF)濾除寬帶噪聲、鏡像和雜散分量，直接變頻發(fā)射機(jī)卻沒(méi)有這么多功能。無(wú)線(xiàn)發(fā)射機(jī)的體系結(jié)構(gòu)長(zhǎng)期由超外差式所主宰。隨著半導(dǎo)體工藝技術(shù)的進(jìn)步和對(duì)通信設(shè)備小型化、低功耗、多功能需求的不斷增加，基于正交調(diào)制的直接正交上變頻技術(shù)DQUC(directquadratureup-conversion)得到了迅速發(fā)展。

　　直接變頻是把基帶信號(hào)直接調(diào)制到射頻載波上的一種最直接和最簡(jiǎn)單的調(diào)制方式?；谡徽{(diào)制的直接正交變頻技術(shù)DQUC能夠直接將基帶信號(hào)搬移到射頻載頻并消除無(wú)用的邊帶信號(hào)，以實(shí)現(xiàn)調(diào)制。其突出優(yōu)點(diǎn)是不要中頻放大、濾波、變頻等電路，同時(shí)放寬了對(duì)變頻器后濾波器的性能要求，甚至可以不需要濾波器，從而極大地減小了發(fā)射機(jī)的體積、重量、功耗和成本。但這項(xiàng)技術(shù)也存在很多缺點(diǎn)，如正交調(diào)制信號(hào)和正交本振信號(hào)相位和幅度的不平衡，對(duì)直流偏移失真非常敏感等，因此導(dǎo)致嚴(yán)重的邊帶和本振泄漏[1]。

　　2 直接正交變頻技術(shù)分析

　　典型的DQUC無(wú)線(xiàn)發(fā)射機(jī)的功能框圖如圖1所示。

　　其中I(t)和Q(t)是正交基帶調(diào)制信號(hào)，f0(t)是射頻本振信號(hào)，fRF(t)是已調(diào)射頻信號(hào)。電路工作時(shí)，f0先經(jīng)移相器移相產(chǎn)生正交本振信號(hào)f0I(t)和f0Q(t)，然后分別與正交基帶信號(hào)I(t)和Q(t)相乘后作代數(shù)(加或減)運(yùn)算，抵消無(wú)用邊帶信號(hào)，輸出想要的邊帶信號(hào)fRF(t)，從而實(shí)現(xiàn)單邊帶調(diào)制。

　　理想情況下，正交調(diào)制信號(hào)I(t)，Q(t)和正交本振信號(hào)f0I(t)，f0Q(t)的幅度和相位分別完全平衡，且不存在直流偏移。因此，DQUC輸出的RF信號(hào)fRF(t)是一個(gè)理想的單邊帶信號(hào)，不存在邊帶和本振泄漏問(wèn)題但在實(shí)際情況下I(t)，Q(t)和f0I(t)，f0Q(t)信號(hào)總是存在幅度和相位的不平衡及直流偏移誤差。

　　為了便于分析問(wèn)題，我們定義基帶信號(hào)如下：

　　上式中G，φ，D分別為I(t)和Q(t)信號(hào)之間的歸一化幅度比、正交相位誤差和直流偏移誤差。我們定義載波信號(hào)如下：

　　上式中A，θ，E分別為f0I(t)與f0Q(t)信號(hào)之間的歸一化幅度比，正交相位誤差和直流偏移誤差。

　　理想情況下，A=G=1;φ=θ=0;D=E=0。

　　DQUC的輸出信號(hào)為如下：

　　上式中上邊帶已調(diào)信號(hào)fHSB(t)為：

　　式中下邊帶已調(diào)信號(hào)fLSB(t)為：

　　式中泄漏的本振信號(hào)fc(t)為：

　　式中低頻分量為：

　　其中的低頻分量可以用LBF(低通濾波器)加以消除。

　　(1)載波泄漏分析

　　實(shí)際上在設(shè)計(jì)中我們可以調(diào)整使A→1，G→1

　　從上面導(dǎo)出的結(jié)論中，我們顯然可以看出，fc(t)主要是由I(t)和Q(t)信號(hào)存在的直流偏移(DC Bias)引起的。所以我們?cè)陔娐吩O(shè)計(jì)時(shí)，對(duì)于信號(hào)I(t)和Q(t)的傳輸最好采用交流耦合，以減小或消除直流偏移，從而減小或消除本振信號(hào)的泄漏。

　　(2)邊帶抑制分析

　　由式(3)，式(4)，式(5)得：

　　其中：

　　DQUC的邊帶抑制能力通常用邊帶功率抑制比(PSPR)來(lái)定量表示，也就是想要的邊帶信號(hào)功率和需要抑制的無(wú)用邊帶信號(hào)功率的比值，即：

　　考慮到正交本振信號(hào)是由正交調(diào)制器內(nèi)部的分相網(wǎng)絡(luò)產(chǎn)生的，其正交相位差φ很小，近似等于0，所以，上式可以簡(jiǎn)化為：

　　用Matlab軟件對(duì)上式進(jìn)行仿真計(jì)算分析，可以得出PSPR，AG和φ三者之間關(guān)系，如圖2～圖4所示：

　　從圖4可知，當(dāng)正交幅度比AG→1，正交相位誤差φ→0，即幅度和相位趨向平衡時(shí)，PSPR很大;當(dāng)AG逐漸偏離1，正交相位誤差φ偏離0，即幅度和相位的不平衡度增大時(shí)，PSPR急劇下降;當(dāng)AG→0.9，正交相位誤差φ為10時(shí)，PSPR僅有二十幾個(gè)dB，邊帶泄漏已非常嚴(yán)重。顯然，正交變頻器對(duì)正交調(diào)制信號(hào)(包括正交本振信號(hào))幅度和相位平衡度的要求非常嚴(yán)格。

　　在實(shí)際電路中，AG的調(diào)節(jié)較為方便，通過(guò)嚴(yán)格地調(diào)測(cè)可以使AG→1。但由于現(xiàn)有集成電路工藝水平的限制和電路布線(xiàn)、布局的影響，把正交相位誤差限制在2