基于AD8346的直接變頻發(fā)射機設計與實現(xiàn)

　　1 引 言

　　直接變頻技術長期以來一直被譽為通訊領域的"圣杯"。很顯然，任何承諾減少元器件數(shù)量并且降低成本的新體系結構必定很誘人。然而，事情從未這樣簡單。超外差體系結構能夠在中頻(IF)濾除寬帶噪聲、鏡像和雜散分量，直接變頻發(fā)射機卻沒有這么多功能。無線發(fā)射機的體系結構長期由超外差式所主宰。隨著半導體工藝技術的進步和對通信設備小型化、低功耗、多功能需求的不斷增加，基于正交調(diào)制的直接正交上變頻技術DQUC(directquadratureup-conversion)得到了迅速發(fā)展。

　　直接變頻是把基帶信號直接調(diào)制到射頻載波上的一種最直接和最簡單的調(diào)制方式。基于正交調(diào)制的直接正交變頻技術DQUC能夠直接將基帶信號搬移到射頻載頻并消除無用的邊帶信號，以實現(xiàn)調(diào)制。其突出優(yōu)點是不要中頻放大、濾波、變頻等電路，同時放寬了對變頻器后濾波器的性能要求，甚至可以不需要濾波器，從而極大地減小了發(fā)射機的體積、重量、功耗和成本。但這項技術也存在很多缺點，如正交調(diào)制信號和正交本振信號相位和幅度的不平衡，對直流偏移失真非常敏感等，因此導致嚴重的邊帶和本振泄漏[1]。

　　2 直接正交變頻技術分析

　　典型的DQUC無線發(fā)射機的功能框圖如圖1所示。

　　其中I(t)和Q(t)是正交基帶調(diào)制信號，f0(t)是射頻本振信號，fRF(t)是已調(diào)射頻信號。電路工作時，f0先經(jīng)移相器移相產(chǎn)生正交本振信號f0I(t)和f0Q(t)，然后分別與正交基帶信號I(t)和Q(t)相乘后作代數(shù)(加或減)運算，抵消無用邊帶信號，輸出想要的邊帶信號fRF(t)，從而實現(xiàn)單邊帶調(diào)制。

　　理想情況下，正交調(diào)制信號I(t)，Q(t)和正交本振信號f0I(t)，f0Q(t)的幅度和相位分別完全平衡，且不存在直流偏移。因此，DQUC輸出的RF信號fRF(t)是一個理想的單邊帶信號，不存在邊帶和本振泄漏問題但在實際情況下I(t)，Q(t)和f0I(t)，f0Q(t)信號總是存在幅度和相位的不平衡及直流偏移誤差。

　　為了便于分析問題，我們定義基帶信號如下：

　　上式中G，φ，D分別為I(t)和Q(t)信號之間的歸一化幅度比、正交相位誤差和直流偏移誤差。我們定義載波信號如下：

　　上式中A，θ，E分別為f0I(t)與f0Q(t)信號之間的歸一化幅度比，正交相位誤差和直流偏移誤差。

　　理想情況下，A=G=1;φ=θ=0;D=E=0。

　　DQUC的輸出信號為如下：

　　上式中上邊帶已調(diào)信號fHSB(t)為：

　　式中下邊帶已調(diào)信號fLSB(t)為：

　　式中泄漏的本振信號fc(t)為：

　　式中低頻分量為：

　　其中的低頻分量可以用LBF(低通濾波器)加以消除。

　　(1)載波泄漏分析

　　實際上在設計中我們可以調(diào)整使A→1，G→1

　　從上面導出的結論中，我們顯然可以看出，fc(t)主要是由I(t)和Q(t)信號存在的直流偏移(DC Bias)引起的。所以我們在電路設計時，對于信號I(t)和Q(t)的傳輸最好采用交流耦合，以減小或消除直流偏移，從而減小或消除本振信號的泄漏。

　　(2)邊帶抑制分析

　　由式(3)，式(4)，式(5)得：

　　其中：

　　DQUC的邊帶抑制能力通常用邊帶功率抑制比(PSPR)來定量表示，也就是想要的邊帶信號功率和需要抑制的無用邊帶信號功率的比值，即：

　　考慮到正交本振信號是由正交調(diào)制器內(nèi)部的分相網(wǎng)絡產(chǎn)生的，其正交相位差φ很小，近似等于0，所以，上式可以簡化為：

　　用Matlab軟件對上式進行仿真計算分析，可以得出PSPR，AG和φ三者之間關系，如圖2～圖4所示：

　　從圖4可知，當正交幅度比AG→1，正交相位誤差φ→0，即幅度和相位趨向平衡時，PSPR很大;當AG逐漸偏離1，正交相位誤差φ偏離0，即幅度和相位的不平衡度增大時，PSPR急劇下降;當AG→0.9，正交相位誤差φ為10時，PSPR僅有二十幾個dB，邊帶泄漏已非常嚴重。顯然，正交變頻器對正交調(diào)制信號(包括正交本振信號)幅度和相位平衡度的要求非常嚴格。

　　在實際電路中，AG的調(diào)節(jié)較為方便，通過嚴格地調(diào)測可以使AG→1。但由于現(xiàn)有集成電路工藝水平的限制和電路布線、布局的影響，把正交相位誤差限制在2