基于L6561的電流準(zhǔn)連續(xù)模式APFC電源設(shè)計(jì)

0． 引言

         近20年以來，國(guó)內(nèi)高頻開關(guān)電源在個(gè)人計(jì)算機(jī)、電視機(jī)等設(shè)備上得到了廣泛應(yīng)用。由于開關(guān)電源的重量、體積及能耗等方面都比線性電源顯著減少，而且對(duì)整機(jī)多項(xiàng)指標(biāo)有良好影響，因此它的應(yīng)用得到了推廣。隨著對(duì)大量使用開關(guān)功率變換器而帶來諧波危害認(rèn)識(shí)的日益深入，對(duì)開關(guān)電源的要求也在不斷的提高，要求其效率高、功率因數(shù)高、功率密度高、可靠性高等。針對(duì)上述問題，AC/DC開關(guān)電源的功率因數(shù)校正（PFC）問題正成為功率電子學(xué)領(lǐng)域的研究熱點(diǎn)之一。因此，傳統(tǒng)的開關(guān)電源上加上PFC功能，是以后開關(guān)電源發(fā)展的趨勢(shì)和要求。

1.  電感電流準(zhǔn)連續(xù)模式APFC電源工作原理分析

        APFC電源既要保持輸出電壓恒定，又要控制輸入電流為正弦波，以獲得高的功率因數(shù)，為了能方便地控制輸入電流，APFC電源常采用boost電路。

        L6561為一電流準(zhǔn)連續(xù)模式（TM模式）的APFC控制芯片，即電感電流處于連續(xù)模式與斷續(xù)模式的臨界點(diǎn)。其工作原理如下：首先控制芯片生成一電感電流的參考信號(hào)，每一開關(guān)周期開始時(shí)MOS管導(dǎo)通，電感電流線性增加，然后將電感電流的檢測(cè)信號(hào)與參考信號(hào)相比，當(dāng)電感電流檢測(cè)值等于電感電流參考值時(shí)，MOS管關(guān)斷，電感電流減少，當(dāng)電感電流降為零時(shí)，MOS管再導(dǎo)通，如此周而復(fù)始。電感電流的參考信號(hào)由系統(tǒng)輸出電壓檢測(cè)值與給定值相減，再經(jīng)由PI調(diào)節(jié)器，然后將PI調(diào)節(jié)器的輸出與整流橋后端的boost電路輸入電壓波形相乘得到。由于電感電流參考信號(hào)由電壓反饋環(huán)決定，故為保持系統(tǒng)穩(wěn)定且獲得高的功率因數(shù)，電壓反饋環(huán)的帶寬不宜太寬。圖1 給出了一個(gè)線周期內(nèi)電感電流與電感電流參考信號(hào)的仿真波形圖。

        電感電流實(shí)際為三角波，其包絡(luò)為電感電流參考信號(hào)，由于電感電流參考信號(hào)為電壓誤差放大器的輸出與整流后的boost電路輸入電壓波形的乘積，且當(dāng)系統(tǒng)穩(wěn)定工作時(shí)，誤差放大器的輸出基本恒定，故電感電流的包絡(luò)基本為正弦波。

        設(shè)電感電流的包絡(luò)為： ，根據(jù)三角形面積公式，可得電感電流平均值 ，即電感電流的平均值為正弦波。由于并連于整流橋后端的濾波電路將電感電流的高頻部分濾掉，故系統(tǒng)的輸入電流為正弦波，且相位與電源電壓一致，系統(tǒng)功率因數(shù)接近1。

        采用Matlab對(duì)系統(tǒng)進(jìn)行數(shù)字仿真分析。圖1給出了輸入220VAC、  輸出400VDC、boost電感500mL、輸出電容 、負(fù)載 系統(tǒng)穩(wěn)定工作時(shí)電感電流及其參考信號(hào)的仿真波形。由圖可知，當(dāng)系統(tǒng)穩(wěn)定工作時(shí)電感電流的包絡(luò)基本為正弦波，與上述分析相一致。

圖1 電感電流及其參考信號(hào)的仿真波形

圖2  圖1仿真波形的局部放大

2． L6561芯片結(jié)構(gòu)與工作原理簡(jiǎn)介

        L6561是ST公司生產(chǎn)的有源功率因數(shù)校正專用芯片。能方便的構(gòu)成寬電壓輸入（AC85V—265V），低諧波含量的APFC電源；能直接驅(qū)動(dòng)MOS管，且集成了各種保護(hù)功能；由于集成度很高，它大大減少了構(gòu)成系統(tǒng)所需的元器件，降低了損耗，提高了效率。

        圖3給出了L6561的內(nèi)部原理圖。8號(hào)引腳為芯片的電源輸入端，芯片的正常工作電壓范圍為11V—18V，芯片內(nèi)部有一20V的穩(wěn)壓管并連于該引腳與地之間，為防止芯片供電電壓過高而將芯片內(nèi)部穩(wěn)壓管擊穿，可在該引腳與外部供電電源間串接一限流電阻；7號(hào)引腳為芯片的驅(qū)動(dòng)信號(hào)輸出引腳，該引腳內(nèi)部采用了圖騰柱結(jié)構(gòu)，具有最大400mA的驅(qū)動(dòng)能力，能直接驅(qū)動(dòng)MOS管；6號(hào)引腳為芯片的參考地，該引腳應(yīng)和主電路的地連在一起；5號(hào)引腳為芯片的過零檢測(cè)引腳，用于確定何時(shí)導(dǎo)通MOS管。該引腳檢測(cè)電感電流過零時(shí)產(chǎn)生的電壓振蕩，有效觸發(fā)信號(hào)為一下降沿；4號(hào)引腳為MOS管電流采樣引腳，芯片將該引腳檢測(cè)到的信號(hào)與芯片內(nèi)部產(chǎn)生的電感電流參考信號(hào)相比較，用以確定何時(shí)關(guān)斷MOS管；3號(hào)引腳為芯片內(nèi)部乘法器的一個(gè)輸入端，該引腳與boost電路輸入電壓相連，確定輸入電壓的波形與相位，用以生成芯片內(nèi)部的電感電流參考信號(hào)；2號(hào)引腳為內(nèi)部乘法器的另一個(gè)輸入端，同時(shí)為電壓誤差放大器的輸出端，當(dāng)系統(tǒng)穩(wěn)定工作時(shí)，該點(diǎn)的電壓應(yīng)恒定；1號(hào)引腳為系統(tǒng)反饋電壓的輸入端，該引腳與內(nèi)部運(yùn)算放大器的負(fù)相輸入端相連，同時(shí)通過一電阻分壓網(wǎng)絡(luò)與輸出電壓相連，從而構(gòu)成負(fù)反饋；1號(hào)引腳和2號(hào)引腳之間應(yīng)接一補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)，該網(wǎng)絡(luò)一方面構(gòu)成電壓環(huán)的PI調(diào)節(jié)器，另一方面用以補(bǔ)償系統(tǒng)的動(dòng)靜態(tài)性能。
      

圖3  L6561的內(nèi)部原理圖         


 圖4  基于L6561的APFC電源的實(shí)際電路圖

3.  系統(tǒng)構(gòu)成及其原理

        圖4給出了由L6561構(gòu)成的APFC電源的實(shí)際電路圖。圖中輸入交流電經(jīng)整流橋整流后變換為直流電，作為boost電路的輸入；電容C1用以濾除電感電流中的高頻部分，降低輸入電流的諧波含量；電阻R9和R10構(gòu)成電阻分壓網(wǎng)絡(luò)，用以確定輸入電壓的波形與相位，電容C7與電阻R9構(gòu)成一RC濾波器，用以              除去3號(hào)引腳的高頻干擾信號(hào)；boost電感有一副邊繞組，該繞組一方面通過電阻R1將電感電流過零信號(hào)傳遞到芯片的5號(hào)引腳，另一方面作為芯片正常工作時(shí)的電源；芯片驅(qū)動(dòng)信號(hào)通過電阻R5連到MOS管的門極，R5用以防止MOS管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)振蕩；電阻R6作為電感電流檢測(cè)電阻，用以采樣電感電流的上升沿（MOS管電流），該電阻一端接于系統(tǒng)地，另一端同時(shí)接在MOS管的源極和芯片的4號(hào)引腳；電阻R7和R8構(gòu)成電阻分壓網(wǎng)絡(luò)，形成輸出電壓的負(fù)反饋回路；電容C3連接于芯片1、2號(hào)引腳之間，用于形成電壓環(huán)的補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)；電阻R2，R3，電容C2，C6，二極管D3，穩(wěn)壓管D2和boost電感的副邊共同構(gòu)成了芯片電源，其中，電阻R3連接于電容C1和芯片8號(hào)引腳之間，在系統(tǒng)通電時(shí)提供芯片的啟動(dòng)電壓。

4．系統(tǒng)設(shè)計(jì)

        以下以L6561芯片為基礎(chǔ)，詳細(xì)介紹APFC電源的設(shè)計(jì)過程。系統(tǒng)設(shè)計(jì)基于以下參數(shù)：①輸入電壓：85VAC—265VAC；②最大輸出功率：250W；③輸出電壓：直流400V±3%。

4.1主電路設(shè)計(jì)

1)  熔絲管：由系統(tǒng)最大輸入電流 ，故可選用6A/250V的熔絲管。
2)  整流橋：整流橋的設(shè)計(jì)由兩個(gè)參數(shù)決定，一是系統(tǒng)的最大輸入電流，一是系統(tǒng)最大輸入電壓，據(jù)此整流橋可由6A500V的普通二極管構(gòu)成。
3) 電感T：設(shè)系統(tǒng)輸入電壓為 ，系統(tǒng)輸入功率為 ，系統(tǒng)輸出電壓為U。（忽略輸出電壓的脈動(dòng)），電感量為L(zhǎng)，則系統(tǒng)的輸入電流為 ，控制電路所生成的參考電流為 。所以MOS管導(dǎo)通時(shí)間 為：
                         （1）
MOS管關(guān)斷時(shí)間 為：
        （2）
MOS管的開關(guān)頻率為：
                   （3）
圖5給出了一個(gè)線周期內(nèi)MOS管的開關(guān)頻率與MOS管關(guān)斷時(shí)間波形，圖中： 由圖5與式（3）可知， MOS管開關(guān)頻率的最大值為 ， MOS管開關(guān)頻率的最小值為 


圖5   MOS管的開關(guān)頻率與關(guān)斷時(shí)間波形 

        根據(jù)以上的分析，當(dāng)電感L過小時(shí)，MOS管的最大開關(guān)頻率將增加，導(dǎo)致MOS損耗增加，損壞MOS管；當(dāng)電感L過大時(shí)，一方面電感自身的體積將相應(yīng)增大，另一方面將導(dǎo)致系統(tǒng)性能下降（低次諧波含量將增加）；故電感量的選擇應(yīng)綜合考慮，由于芯片要求最小MOS管開關(guān)頻率不小于15kHz，今選電感量為500uH，此時(shí)MOS管工作頻率在16kHz—220kHz之間。

4)  原、副邊匝比：電感原、副邊匝比不宜過大，即；式中， U。 為系統(tǒng)輸出電壓，Uis 為boost輸入電壓的峰值，Ug 為芯片所認(rèn)同的高電平的最小值。在此取k=9。

5)  電容C：根據(jù)經(jīng)驗(yàn)，輸出電容C的選取為0.3 ~0.4uF/W,而其兩端電壓為系統(tǒng)輸出電壓，故可選用450V150uF的電解電容。

6)  二極管D：二極管D應(yīng)為快恢復(fù)二極管，流過二極管的平均電流為 ，最大峰值電流為 ，故可選用BYV26E，其阻斷電壓為1000V，最大平均電流為1A，最大可重復(fù)沖擊電流為10A。

7) 電容C1 ：根據(jù)經(jīng)驗(yàn)，該電容可選用1uF/400V的CBB電容。

8)  MOS管： MOS管的最大阻斷電壓由輸出電壓U。加上適當(dāng)?shù)脑Ａ縼頉Q定，而其最大允許電流為系統(tǒng)的輸入電流，故可選取IRFP450作為開關(guān)管。

4.2控制電路設(shè)計(jì)

1) INV引腳：該引腳為電壓誤差放大器的反相輸入端和輸出電壓過壓保護(hù)輸入端。相關(guān)的電阻分壓網(wǎng)絡(luò)參數(shù)可由下式?jīng)Q定：
                             
式中 為系統(tǒng)輸出電壓， 為系統(tǒng)允許的最大過電壓。

2）COMP引腳：該引腳同時(shí)為電壓誤差放大器的輸出端和芯片內(nèi)部乘法器的一個(gè)輸入端。反饋補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)接在該引腳與引腳INV之間，根據(jù)經(jīng)驗(yàn)，補(bǔ)償電容可選  。

3） MULT引腳：該引腳為芯片內(nèi)部乘法器的另一輸入端。分壓電阻R9、R10由下式選?。?img class="" width="148" height="36" alt="" src="http://editerupload.eepw.com.cn/201108/fbd3b8516a6ad5c3f3911f2322b52bdd.png" /> ；  為 的最大峰值， 為系統(tǒng)輸入電壓的最大有效值。電容C7可由 來確定。

4） CS引腳： CS引腳為芯片內(nèi)部PWM比較器的反相輸入端，該引腳通過電阻R6來檢測(cè)MOS管電流。根據(jù)芯片資料，可選擇電阻R6的阻值。

5） ZCD引腳： ZCD引腳為電感電流過零檢測(cè)端，該引腳通過一限流電阻接于boost電感的副邊繞組。R1的選取應(yīng)保證流入ZCD引腳的電流不超過3mA。

6） GND引腳：該引腳為芯片地，芯片所有信號(hào)都以該引腳為參考，該引腳直接與主電路地相連。

7)  GD引腳： GD引腳為MOS管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)輸出引腳。為避免MOS管驅(qū)動(dòng)信號(hào)震蕩，一般在GD引腳與MOS管的柵極之間連接一十幾歐姆到幾十歐姆電阻，該電阻的大小由實(shí)際電路決定。

8） Vcc引腳：Vcc引腳為芯片電源。該引腳同時(shí)連接于啟動(dòng)電路和電源電路。穩(wěn)壓管D2選用18V穩(wěn)壓管；電容C2選用幾十uF的電解電容；二極管D3應(yīng)選用快恢復(fù)二極管，如1N4148；電阻R3選用幾百千歐的電阻；電容C6可用幾十nF的瓷片電容；電阻R2為幾百歐姆。

5.  試驗(yàn)波形及其分析

        圖7給出了由L6561構(gòu)成的boost校正器的輸入電流和輸出電壓實(shí)驗(yàn)波形，圖7給出的實(shí)驗(yàn)波形的實(shí)驗(yàn)條件為：輸入電壓為調(diào)壓器提供的220.4V交流電壓；負(fù)載由兩個(gè)150W/220V的白熾燈串聯(lián)組成。由圖可看出輸入電流基本為正弦波，輸出電壓的直流分量基本為400V，其脈動(dòng)頻率為兩倍的線頻率。圖6給出了boost校正器MULT和CS引腳電壓的實(shí)驗(yàn)波形。由圖可以看出流過MOS管的電流的包絡(luò)波形與MULT引腳的電壓波形相吻合；然而MULT引腳的電壓并不為正弦波，而是有一定的畸變，特別是當(dāng)boost輸入電壓過零時(shí)，這是由濾波電容C1和C7引起的，適當(dāng)減小這兩個(gè)電容可減小其畸變，然而會(huì)導(dǎo)致更大的高頻諧波。CS引腳電壓波形中的毛刺是由開關(guān)管的通斷產(chǎn)生的電流毛刺引起的。圖6還給出了boost校正器COMP引腳電壓實(shí)驗(yàn)波形。由圖可看出在線周期內(nèi)該電壓保持恒定。

          
圖6MULT 、CS、COMP引腳電壓實(shí)驗(yàn)波形  


 圖7APFC電源輸入電流和輸出電壓實(shí)驗(yàn)波形

6． 結(jié)束語

        本文在分析電感電流準(zhǔn)連續(xù)模式的有源功率因數(shù)預(yù)校正電路原理的基礎(chǔ)上，針對(duì)傳統(tǒng)AC/DC變換器電流諧波高、網(wǎng)絡(luò)功率因數(shù)低等缺點(diǎn)，采用控制芯片L6561制作了一臺(tái)寬電壓輸入（85VAC—265VAC）、輸出功率為250W的APFC電源，實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明該電源系統(tǒng)的功率因數(shù)提高到0.98以上，總諧波含量低于5%。
             
參考文獻(xiàn)

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