單級BUCK-BOOST變換器實現(xiàn)APFC的原理及分析

1  引  言

目前，電力電子整流裝置在生產(chǎn)生活中應(yīng)用越來越廣，特別是計算機和家用電器中大量使用開關(guān)電源使得電力網(wǎng)輸入側(cè)波型畸變，功率因數(shù)降低。因而使用帶功率因數(shù)校正的開關(guān)電源對于電網(wǎng)的諧波治理和提高供電質(zhì)量有很重要的意義。

傳統(tǒng)的整流裝置使用電橋整流加大的電容濾波使得交流側(cè)輸入電流為一尖峰電流，這是使交流側(cè)輸入功率因數(shù)降低的主要原因（如圖1）。因此改變電路結(jié)構(gòu)以使輸入側(cè)電流跟隨輸入電壓就可以改善功率因數(shù)。

現(xiàn)在雙級PFC（Power Factor Correction）的應(yīng)用已經(jīng)很成熟，它采用BOOST變換器作為前級PFC主電路，它的優(yōu)點在于可以做到功率因數(shù)近似為1，但它控制復(fù)雜，成本高，適合用于中等功率的電源。對于中小功率的PFC控制最簡、性能可靠、功率因數(shù)高成了設(shè)計者追求的目標(biāo)。一般中小功率采用單級（Single Stage）PFC。近年來國內(nèi)外許多文章對單級PFC做了大量研究，提出了很多實現(xiàn)方案。單級PFC可以采用BUCK-BOOST電路來實現(xiàn)，同時采用反激變換器（flyback conventer）隔離。

2  BUCK-BOOST變換器實現(xiàn)APFC的原理

BUCK-BOOST變換器是升降壓型電路，它使得輸入端電壓不必低于Vc，同時易于實現(xiàn)反激變換（flyback converter）。電路工作于DCM模式，這樣可以獲得高功率因數(shù)和穩(wěn)定快速的調(diào)節(jié)輸出（文獻1已有論述）。電路圖如圖2所示，假設(shè)負(fù)載為一電阻Rload，S為開關(guān)。

BUCK-BOOST變換器有兩種工作狀態(tài)如圖3。

(a)  開關(guān)S導(dǎo)通，電源加到L上，負(fù)載由C供電。L上電壓為Vg，L上的電流線性增加。

(b)  開關(guān)S斷開，電感上的能量向Rload釋放，電感電流減小到0。電感上的電壓為Vdc。

設(shè)工頻交流電壓為Vm(t)=Vpsin(ωt)                              (1)

其中Vp為交流電壓幅值、ω為輸入工頻交流電壓的角頻率。當(dāng)S導(dǎo)通時有  D1為開關(guān)導(dǎo)通比，Ts為開關(guān)周期，如圖4所示。當(dāng)電路工作在DCM模式時  。

 為電流峰值。

于是有                            （2）

可以看出  。因此電感上的電流跟隨輸入電壓，功率因數(shù)得到校正。

3  單級變換器的分析

傳統(tǒng)的功率因數(shù)校正由兩級組成，前級實現(xiàn)APFC，后級為電壓變換器，如圖5所示。PFC級工作于DCM模式，調(diào)節(jié)器可以工作于DCM或CCM模式，文獻2已指出如果PFC工作于DCM而調(diào)節(jié)器工作于CCM模式，則可以獲得較低的傳導(dǎo)損耗，但dc端電壓依賴于負(fù)載電流，這使得難以在不改變dc端電壓的情況下控制輸出來滿足寬帶范圍要求。當(dāng)兩級都工作在DCM模式下，兩級被dc端穩(wěn)壓電容分開，因而可實現(xiàn)高功率因數(shù)、寬負(fù)載和快速調(diào)節(jié)。適合應(yīng)用于低功率電源。

雙級反激式BUCK—BOOST功率因數(shù)校正可以通過變換開關(guān)管的位置并改變電路結(jié)構(gòu)來實現(xiàn)單級變換器。如圖6，可以把開關(guān)S1轉(zhuǎn)移到  ，開關(guān)S2控制使得穩(wěn)壓電容對變壓器的一次側(cè)激磁和消磁讓能量傳遞到二次側(cè)。同樣可以改變電路結(jié)構(gòu)使激磁和消磁回路通過開關(guān)S，就可以只用一個開關(guān)管實現(xiàn)PFC和電壓變換調(diào)節(jié)。

如圖7，PFC級和DC/DC級共用一個開關(guān)，開關(guān)S開通時電感L激磁，同時穩(wěn)壓電容C放電，通過開關(guān)給變壓器一次側(cè)激磁；開關(guān)S關(guān)斷時電感L通過穩(wěn)壓電容C續(xù)流，同時給電容C充電。完成單激PFC變換。為了濾去高次譜波，在電源輸入側(cè)加入LC濾波電路，使得輸入電流更接近于正弦。

如果開關(guān)頻率很高，輸入功率在半波周期內(nèi)可近似為：

        代入（2）式得：

                             （3）

這里開關(guān)導(dǎo)通比為D1，設(shè)二極管D3的的導(dǎo)通比為D2，則：    其中  

電容對變壓器充磁功率為：                           （4）

對于本電路來講  ，所以由（3）（4）可得  ，Lp為變壓器一次側(cè)電感。

由此可見Vc獨立于輸出負(fù)載，調(diào)節(jié)D1就可調(diào)節(jié)輸出電壓V0。

4  控制電路及小信號分析

BUCK—BOOST變換器的小信號分析模型如圖8(a)所示，為了簡化分析假設(shè)電路工作在臨界模式，開關(guān)占空比為D，  表示開關(guān)管的小信號控制特性，  表示電壓源的擾動，  表示輸出電壓的擾動。其閉環(huán)傳遞函數(shù)方框圖為圖8(b)。

G（s）為主電路傳遞函數(shù)，H1（s）為補償網(wǎng)絡(luò)傳遞函數(shù)，1/Vm為PWM傳遞函數(shù)，E為開關(guān)占空比變化對輸入電壓的傳遞函數(shù)。

5  仿真分析結(jié)果

5.1  產(chǎn)生PWM波的Matlab仿真模型如圖9所示。

仿真波形如圖10，ref為參考比較電壓，Signal-Generator為三角波發(fā)生器，Scope顯示了PWM調(diào)制輸出。因而檢測輸出電壓就可改變開關(guān)管控制脈沖的占空比。

5.2  BUCK-BOOST閉環(huán)控制電路仿真。

BUCK-BOOST閉環(huán)控制電路的Matlab模型如圖11所示。

AV為交流輸入，電壓幅值為380V；Switch為理想開關(guān)，恒頻工作，頻率為3kHz；PWMGen為PWM發(fā)生器，產(chǎn)生脈沖寬度可調(diào)的PWM脈沖；Gainl和積分器組成為比較積分環(huán)節(jié)。設(shè)輸出控制在200V，inport2顯示了輸入電流的波形。如圖12。

從圖12中我們可以看到輸入電流近似為一正弦波（單位為mA），輸出電壓穩(wěn)定在200V，同時使得輸出紋波很小，如果再加入輸入LC濾波功率因素為0.95以上。

6  總  結(jié)

本文分析了BUCK—BOOST電路實現(xiàn)單級功率因數(shù)校正的原理和電路變換過程，給出了DCM電流仿真分析的模型和仿真分析結(jié)果，驗證了理論推導(dǎo)。證明了BUCK—BOOST電路是實現(xiàn)單級功率因素校正的一種較好的方法。

參考文獻：

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[4]  張占松，蔡宣三.開關(guān)電源的原理與設(shè)計.電子工業(yè)出版社,1998.6.