D類提高音頻放大器的效率

　　D 類采用脈寬調(diào)制 (PWM)信號(hào)取代AB 類放大器通常采用的線性信號(hào)。PWM 信號(hào)包括音頻信號(hào)以及PWM開關(guān)頻率與諧波。D 類音頻放大器比AB 類放大器效率高得多，因?yàn)檩敵鯩OSFET 可從極高阻抗轉(zhuǎn)變?yōu)闃O低阻抗，從而在作用區(qū)操作只有幾納秒。利用上述技術(shù)，輸出級(jí)上損失的效率極低。此外，LC 過(guò)濾器或揚(yáng)聲器的感應(yīng)元件在各周期還能存儲(chǔ)能量，并可確保切換功率不會(huì)在揚(yáng)聲器中損失。

　　引言

　　盡管D 類放大器推出已經(jīng)有一段時(shí)間了，但許多人仍不理解D 類放大器工作的基本原理，也不明白其為什么會(huì)提供更高效率。本文將解釋脈寬調(diào)制 (PWM) 信號(hào)是如何創(chuàng)建的，以及說(shuō)明您聽到的是音頻頻率而非PWM波形的開關(guān)頻率。本文將詳細(xì)說(shuō)明輸出PWM波形為什么比輸出線性波形效率高很多，還將說(shuō)明為什么某些D類放大器要求LC過(guò)濾器，而某些則不需要。

　　B> D 類輸出信號(hào) (PWM) 如何包含音頻信號(hào)?

　　TPA3001D1結(jié)構(gòu)圖(見圖1)有助于解釋PWM信號(hào)是如何形成的。首先，模擬輸入D 類采用前置放大器獲得輸入音頻信號(hào)，并確保差動(dòng)信號(hào)。隨后，積分器級(jí) (integrator stage) 可低通過(guò)濾音頻信號(hào)以實(shí)現(xiàn)抗失真與穩(wěn)定性。音頻信號(hào)而后與三角波相比較，以創(chuàng)建脈寬調(diào)制 (PWM)信號(hào)。門驅(qū)動(dòng)電路系統(tǒng)采用 PWM 驅(qū)動(dòng)輸出FET，其將在輸出端創(chuàng)建高電流PWM信號(hào)。

　　圖1：TPA3001D1結(jié)構(gòu)圖。

　　圖2顯示了典型的PWM信號(hào)是如何從圖1中的比較器功能塊形成的?？蓪⒁纛l輸入與250-kHz的三角波相比較。當(dāng)音頻輸入電壓大于250-kHz三角波電壓時(shí)，非反相比較器輸出狀態(tài)為高，而當(dāng)250-kHz三角波大于音頻信號(hào)時(shí)，非反相比較器輸出狀態(tài)為低。非反相比較器輸出為高時(shí)，反相比較器輸出為低;而當(dāng)非反相比較器輸出為低時(shí)，反相比較器輸出為高。平均 PWM非反相輸出電壓VOUT+(avg) 為忙閑度乘以電源電壓，此外D表示忙閑度，或"開啟"時(shí)間t(on) 除以總周期 T。

　　VOUT+(avg) = D * Vcc (1)

　　D = t(on) / T (2)

　　反相輸出的忙閑度VOUT- 與VOUT+為1。如輸入只有一半，則VOUT- 與VOUT+1的忙閑度為0.5。

　　VOUT-(avg) = (1-D) * Vcc (3)

　　圖2：比較器的輸入與典型D 類放大器的PWM輸出

　　TPA3001D1與TPA3002D2均采用 TPA2005D1中無(wú)過(guò)濾器的調(diào)制方案。利用這種調(diào)制方案，正輸出VOUT+ 與典型D 類PWM 相同，但負(fù)輸出VOUT- 并不完全與 VOUT+ 相反。在這種情況下，就有兩個(gè)比較器，并且正積分器輸出與三角波相比較可創(chuàng)建 VOUT+ 的 PWM，而積分器的負(fù)輸出則與三角波相比較則可創(chuàng)建VOUT- 的 PWM。圖3顯示了用于無(wú)過(guò)濾器調(diào)制方案的比較器輸入與PWM輸出，這里我們假定音頻信號(hào)為dc電壓，因?yàn)橐纛l信號(hào)的頻率比250 kHz的三角波低很多。圖3還顯示了差動(dòng)輸出電壓。

　　圖3：TPA3001D1 與 TPA3002D2 輸入輸出與PWM

　　圖4顯示了帶有20 kHz 音頻輸入信號(hào)的TPA3001D1 PWM輸出。請(qǐng)注意忙閑度是怎樣隨輸入電壓增加而增加的。

　　圖4：顯示輸入信號(hào)、輸出前過(guò)濾器以及輸出后過(guò)濾器的(正弦波與PWM)作用域圖示

　　PWM波形中的音頻信號(hào)在頻域中要容易發(fā)現(xiàn)得多。PWM信號(hào)由輸入頻率、開關(guān)頻率以及開關(guān)頻率加邊頻帶的諧波構(gòu)成。圖5顯示了振幅對(duì)輸入的頻率、PWM輸出以及經(jīng)過(guò)濾的輸出。圖5還顯示了音頻信號(hào)如何從PWM中通過(guò)低通過(guò)濾提取出來(lái)。已過(guò)濾的輸出具備1 kHz正弦波頻率組件，任何作為失真出現(xiàn)于音頻帶中的1 kHz諧波，以及任何從開關(guān)頻率中遺留的紋波電壓。揚(yáng)聲器不能復(fù)制開關(guān)頻率及其諧波，即便揚(yáng)聲器可以復(fù)制，耳朵也聽不到。如果將經(jīng)過(guò)濾與未過(guò)濾的PWM信號(hào)都直接發(fā)送給揚(yáng)聲器的話，聽者不會(huì)發(fā)現(xiàn)圖5中二者間的差別。

　　圖5：顯示輸入信號(hào)、輸出前過(guò)濾器以及輸出后過(guò)濾器的幅度與頻率相位

　　D 類放大器的效率如何?如何計(jì)算效率?

　　線性放大器可為所需的輸出電壓提供定量的電流。在橋接式負(fù)載 (BTL) AB 類放大器中，電源電流與輸出電流相等。D類放大器是一套采樣系統(tǒng)，可在給定周期向負(fù)載提供定量功率。D 類放大器輸出脈寬調(diào)制 (PWM) 信號(hào)，并使用去藕電容器與輸出過(guò)濾電感器 (filter inductor) 或揚(yáng)聲器電感(對(duì)于無(wú)過(guò)濾器調(diào)制而言)作為能量存儲(chǔ)元素，從而能從電源向負(fù)載提供定量的功率。PWM信號(hào)在電源軌之間進(jìn)行輸出電壓切換，從而在輸出晶體管上實(shí)現(xiàn)極低的壓降。與此相對(duì)，AB 類輸出 FET 將大多數(shù)時(shí)間花在電源軌的活動(dòng)區(qū)域，從而導(dǎo)致大量的功耗并進(jìn)而使效率低下。

　　理想的D 類放大器效率為100%，因?yàn)槠淠康氖菑碾娫聪蜇?fù)載提供相同量的功率。D 類放大器理想的MOSFET應(yīng)為，在"開啟"rDS(on) 狀態(tài)的漏極到源極電阻應(yīng)為零，在"關(guān)閉"-rDS(off)狀態(tài)的漏極到源極電阻應(yīng)為無(wú)限大。不幸的是，所有的MOSFET其rDS(on) 狀態(tài)下都不為零，而rDS(off) 狀態(tài)下電阻都是有限的。rDS(on) 與 rDS(off) 產(chǎn)生的功率損耗稱作傳導(dǎo)損耗。由rDS(on)、rDS(off) 與輸出負(fù)載或揚(yáng)聲器 RL形成分壓器。rDS(off) 的值足夠大，因此在計(jì)算效率時(shí)可忽略。

　　方程式5給出了計(jì)算效率的方程式，即輸出功率與供應(yīng)功率之比。過(guò)濾電感器或揚(yáng)聲器電感(對(duì)于無(wú)過(guò)濾器調(diào)制而言)能保持高頻率切換電流較低，這樣此處獲得的電流就是音頻帶中的電流。在下面部分討論靜電損耗時(shí)，我們將考慮到切換電流損耗。通過(guò)rDS(on) 的電流等于通過(guò)負(fù)載的電流，這導(dǎo)致輸出功率與方程式5不相符，也就使傳導(dǎo)損耗影響的效率與輸出功率無(wú)關(guān)。方程式7顯示了傳導(dǎo)損耗影響的效率。

　　EffICiency = POUT / PSUP (5)

　　Efficiency (CONDUCTION) = iL^2 * RL / iL^2 * (2rDS(on) + RL) (6)

　　Efficiency (CONDUCTION) = RL / (2rDS(on) + RL) (7)

　　方程式7可用作計(jì)算rDS(on) 對(duì)效率影響的第一位近似值。對(duì)rDS(on) 為0.1 ohm而負(fù)載電阻RL為4 ohm

　　而言，效率為95%。如果rDS(on)上升為0.3 ohm，則效率降至87%。

　　放大器的偏置電流、閘電荷 (gate charge) 以及切換電流都會(huì)消耗功率。為了計(jì)算兩種或更多損耗影響下的效率，方程式5中的PSUP應(yīng)就輸出功率與消耗功率進(jìn)行分解。

　　Efficiency = POUT / PSUP = POUT / (POUT + PD1 + PD2 + PD3 ...) (9)

　　放大器的偏流、閘電荷以及切換電流損耗可視作獨(dú)立于輸出功率，因?yàn)閭鲗?dǎo)損耗在輸出功率最大時(shí)占主導(dǎo)地位，可算入靜電損耗 PQ。靜電損耗計(jì)算方法如下：器件工作狀態(tài)下無(wú)輸入信號(hào)時(shí)(帶有生產(chǎn)中將使用的過(guò)濾器與負(fù)載)的電源電流乘以電源電壓。

　　PQ = IDD(q) * VCC (10)

　　為了使用效率方程式 (9)，傳導(dǎo)損耗中的功耗必須從方程式7中得出。解方程式7與9得出傳導(dǎo)損耗中消耗的功率 PD(CONDUCTION)。方程式12顯示了結(jié)果。

　　Efficiency (CONDUCTION) = RL / (2rDS(on) + RL) = POUT / (POUT + PD(CONDUCTION)) (11)

　　PD (CONDUCTION) = POUT * 2rDS(on) / RL (12)

　　將方程式10與12中的消耗損耗插入方程式9，計(jì)算D 類效率如下：

　　Efficiency = POUT / POUT + (POUT * 2rDS(on) / RL) + PQ (13)

　　靜電損耗在低輸出功率電平上占主導(dǎo)地位，而傳導(dǎo)損耗在高功率電平上占主導(dǎo)地位。

　　D 類放大器比AB 類放大器的效率高得多。更高功率意味著消耗的功率更低，這使我們采用12V的D 類放大器時(shí)不必使用散熱片，而與之相當(dāng)?shù)腁B 類放大器則離不開散熱片。在輸出功率為10W的情況下，TPA3002D2為4 ohm時(shí)消耗功率僅為3.7 W，而與其相當(dāng)?shù)腁B 類放大器的功耗則高達(dá)14 W!

　　為什么某些D 類放大器要求過(guò)濾器，而其它的則不然?

　　無(wú)過(guò)濾器調(diào)制方案的開發(fā)大大減少乃至去除了輸出過(guò)濾器的需求。無(wú)過(guò)濾器調(diào)制方案可最小化開關(guān)電流，這使我們可采用損耗很大的電感器甚至揚(yáng)聲器來(lái)代替LC過(guò)濾器作為存儲(chǔ)元素，并仍然可確保放大器的高效率。

　　傳統(tǒng)的D 類調(diào)制方案就其差動(dòng)輸出而言，每個(gè)輸出都有180度的相位差，并從接地到電源電壓VCC發(fā)生改變。因此，差動(dòng)預(yù)過(guò)濾 (pre-filtered) 輸出在正負(fù)VCC之間變化，而已過(guò)濾的50% 忙閑度在負(fù)載中電壓為零。請(qǐng)注意，盡管整個(gè)負(fù)載平均電壓為零(50% 的忙閑度)，輸出電流峰值仍很高，這會(huì)導(dǎo)致過(guò)濾器損耗，并增加了電源電流。傳統(tǒng)的調(diào)制方案需要LC過(guò)濾器，這樣較高的切換電流可在LC過(guò)濾器中再循環(huán)，而不會(huì)被揚(yáng)聲器消耗掉。

　　在無(wú)過(guò)濾器調(diào)制方案中，各輸出均從接地轉(zhuǎn)換至電源電壓。但是，VOUT+ 與VOUT- 現(xiàn)在是彼此同相的，沒(méi)有輸入。正電壓情況下，VOUT+ 的忙閑度大于50%，而VOUT-的則小于50%。負(fù)電壓情況下，VOUT+ 的忙閑度小于50%，而VOUT- 的大于50%。整個(gè)負(fù)載的電壓在大多數(shù)切換周期中為零，從而大大減小了過(guò)濾器和/或揚(yáng)聲器中的I2R損耗。較低的切換損耗使揚(yáng)聲器可作為存儲(chǔ)元件，同時(shí)仍能保證放大器的高效性。

　　盡管開關(guān)頻率組件沒(méi)有過(guò)濾出，但揚(yáng)聲器在開關(guān)頻率上具備高阻抗，因此揚(yáng)聲器損耗的功率極小。揚(yáng)聲器還不能復(fù)制開關(guān)頻率，即便揚(yáng)聲器可以，人耳也聽不到高于約20 kHz的頻率。

　　如果從放大器到揚(yáng)聲器的線跡較短，類似TPA2005D1的5V無(wú)過(guò)濾器D 類音頻放大器在無(wú)輸出過(guò)濾器時(shí)也能使用。TPA2005D1在揚(yáng)聲器線長(zhǎng)為10厘米或更短無(wú)屏蔽時(shí)即通過(guò)了FCC與CE輻射測(cè)試。無(wú)線手持終端與PDA對(duì)于無(wú)過(guò)濾器的D 類而言均是極好的應(yīng)用。類似TPA3001D1和TPA3002D2的更高電壓無(wú)過(guò)濾器D 類放大器要求在所有應(yīng)用中均采用鐵氧體磁珠過(guò)濾器 (ferrite bead filter)。

　　如果設(shè)計(jì)不采用LC過(guò)濾器應(yīng)不能通過(guò)幅射標(biāo)準(zhǔn)且頻率敏感電路大于1 MHz的話，那么?？刹捎描F氧體磁珠過(guò)濾器。對(duì)必須通過(guò)FCC和CE標(biāo)準(zhǔn)的電路而言，這是一個(gè)很好的選擇，因?yàn)樯鲜鰞身?xiàng)標(biāo)準(zhǔn)僅測(cè)試大于30 MHz 的幅射，而鐵氧體磁珠過(guò)濾器在削弱大于30MHz 的頻率方面比LC過(guò)濾器的表現(xiàn)要好。如果選擇鐵氧體磁珠過(guò)濾器，那么應(yīng)選擇高頻率下阻抗高的、且低頻率下阻抗低的。

　　如果存在低頻率 (< 1 MHz)EMI 敏感電路和/或從放大器至揚(yáng)聲器的引線較長(zhǎng)，則須采用LC輸出過(guò)濾器。

　　結(jié)論

　　通過(guò)將輸入音頻波形與三角波相對(duì)比，D 類音頻放大器創(chuàng)建了脈寬調(diào)制PWM信號(hào)。D 類放大器通過(guò)感應(yīng)元件輸出PWM，傳統(tǒng)D 類采用過(guò)濾電感器，而無(wú)過(guò)濾器D 類則采用揚(yáng)聲器音圈。D 類放大器比AB 類放大器效率更高，因?yàn)镈 類放大器從電源獲得所要求的輸出功率，而非從電源獲得所要求的電流，也不會(huì)在輸出晶體管消耗剩余的功率。立體聲AB 類放大器在從12V電源、4 ohm負(fù)載輸出10W功率時(shí)消耗功率達(dá)14W，而TPA3002D2在相同條件下消耗功率僅為3.7 W。TPA3001D1與TPA3002D2采用的調(diào)制方案使其可采用鐵氧體磁珠過(guò)濾器，而不必采用完全的LC過(guò)濾器。