新一代有源箝位PWM控制器UCC289l系列及其應(yīng)用

　　摘要：討論了有源箝位拓撲的基本原理，介紹了UCC2891系列的引腳功能及實現(xiàn)ZVS有源箝位工作的原理，給出了一個典型應(yīng)用電路及其實驗結(jié)果。

　　關(guān)鍵詞：有源箝位;ZVS;功率傳輸;諧振

　　O 引言

　　對于輸出功率在50～500 W的單路或多路的開關(guān)電源，單端正激電路是較佳的拓撲選擇。單端正激變換器中的變壓器磁復(fù)位技術(shù)，有多種選擇。由于有源箝位技術(shù)可以實現(xiàn)ZVS(零電壓開關(guān))，降低主功率開關(guān)的應(yīng)力，減少EMT，擴展占空比范圍，有效地改善了變換器的效率，因而獲得了廣泛的應(yīng)用。

　　但有源箝位技術(shù)的缺點之一是需要精確的箝位占空比，如果沒有箝位在某一最大值上，增加的占空比可能會導(dǎo)致變壓器磁芯的飽和或主功率開關(guān)M0SFET上的附加電壓應(yīng)力增加，從而導(dǎo)致災(zāi)難化的后果。另一缺點則是需要對同步延遲時間進行精確的控制。

　　在有源箝位專利技術(shù)到期之后，德州儀器公司又推出了新一代有源箝位控制器UCC289l-94，它以全新的高壓起動技術(shù)，對應(yīng)高邊箝位、低邊箝位給出4款控制器。它適用于有源箝位的正激或反激變換器，是一款峰值電流型、固定頻率、高性能的脈寬調(diào)制器。其包含有對主功率及箝位M0SFET的驅(qū)動，易于調(diào)整主輔輸出的延遲，其中UCC2891/93內(nèi)包含110 V高壓起動源，還有內(nèi)部可凋的斜波補償、精密占空比限制、單電阻設(shè)置頻率或外同步、精密的線路UVLO，大幅度地減少了外部元件。

　　1 UCC2891的內(nèi)部功能框圖及引腳功能

　　UCC2891-94內(nèi)部功能方框圖如圖1所示。

　　采用UCC2891設(shè)計了一個輸入電壓48V，輸出3.3 V/30 A，次級采用同步整流的正激變換器。其原理圖如圖2所示。主電路如圖3所示。

　　UCC289l的引腳功能如下。

　　RDEL(腳1) 此端內(nèi)部連接一個大約2.5V的直流源。用電阻RDEL接到CND(腳6)，可為UCC2891控制器設(shè)置兩個開關(guān)的柵極驅(qū)動信號的延遲。對OUT(腳13)關(guān)斷、AUX(腳14)開通或AUX(腳14)關(guān)斷、OUT(腳13)開通的轉(zhuǎn)換時間都相等。延遲時間tDEL的定義如下。

　　延遲時間的正確選擇可參考有源箝位功率轉(zhuǎn)換器的設(shè)計。

　　RTON(腳2) 此端內(nèi)部連接到一個大約2.5V直流源。將電阻RON連接到GND(腳6)，設(shè)置內(nèi)部定時電容的充電電流。RTON端連同RTOFF端(腳3)被用來設(shè)置工作頻率和UCC2891系列的最大工作占空比。

　　RTOFF(腳3) 此端內(nèi)部連接到一個大約2.5 V的直流源。將電阻ROFF連接到GND，設(shè)置內(nèi)部定時電容的放電電流。RTON和RTOFF端用來設(shè)置開關(guān)周期TSW和最大工作占空比DMAX，它們可用式(2)～式(5)計算。

　　VREF(腳4) 控制器的內(nèi)部5V的偏置源接到此端。此內(nèi)部偏置調(diào)整器需要一個高質(zhì)量的陶瓷旁路電容CVREF與CND相連接，這樣可以濾去噪聲并且為調(diào)整器電路提供補償。旁路電容CVREF的最小值為0.22μF，它受調(diào)整器的穩(wěn)定性的限制，最大旁路電容值可達到大約22μF。

　　VREF在內(nèi)部實現(xiàn)限流并可以提供大約5mA的電流供給外部電路。當(dāng)發(fā)生欠壓鎖定(UVLO)時，使UCC2891控制器工作時有基準(zhǔn)可用，關(guān)于欠壓鎖定電路的功能參考功能描述部分。

　　SYNC(腳5) 此端為外時鐘信號輸入端，此時鐘信號可用來將控制器UCC2891系列的內(nèi)部振蕩器同步。同步頻率必須要比片上振蕩器的自由運行頻率高，即TSYNC

　　GND(腳6) 此端為UCC2891內(nèi)部所有小信號控制電路提供一個參照電平。

　　CS(腳7) 此端直接輸入到PWM和控制器UCC2891系列的電流限制比較器。CS端從來都不可以直接連接到功率轉(zhuǎn)換器的電流采樣電阻RCS上。在電流采樣電阻和CS端之間加入一個小型通用的RC濾波器，這對于調(diào)節(jié)片上斜率補償電路的正常工作和保護連接到CS端的功放晶體管都是必須的。

　　斜率補償通過一個流出CS端線性增長的電流經(jīng)RF來實現(xiàn)。斜率補償電流只出現(xiàn)在轉(zhuǎn)換器的主功率開關(guān)柵極驅(qū)動信號的導(dǎo)通期間。CS端的內(nèi)部下拉晶體管在定時電容放電期間被激活。間隔時間是(1-DMAX)TSW，并表示主功率開關(guān)確保關(guān)斷的時間。

　　RSLOPE(腳8) 此端與CND之間的電阻RSLOPE設(shè)置斜率補償電流的幅度。在主功率柵極驅(qū)動導(dǎo)通期間，RSLOPE上的電壓代表內(nèi)部定時電容的波形。隨著定時電容的充電，RSLOPE兩端的電壓也增大，引起電流波形的線性增長。為了斜率補償而供給CS端的電流與流過RSLOPE的電流是成正比的。

　　由于在RSLOPE端為高速交流電壓波形，要求接到RSLOPE端的外部電路元件的寄生電容和電感應(yīng)適當(dāng)?shù)販p小。

　　FB(腳9) 此端是UCC2891系列脈寬調(diào)制電壓的輸入端。由一個外部誤差放大器提供，它比較轉(zhuǎn)換器的輸出電壓和基準(zhǔn)電壓，并且用一個電壓調(diào)節(jié)電路來補償。通常，誤差放大器在隔離功率轉(zhuǎn)換器的次級處，并且輸出電壓通過一個光耦經(jīng)隔離送過來，因此FB端通常由一個光耦來驅(qū)動。連接到VREF端一個外部上拉電阻作為反饋電路的一部分。

　　控制電壓在內(nèi)部被緩沖，并且通過一個分壓器接到PWM比較器上，它與電流檢測電路的信號電平是兼容的。FB端口可用的電壓范圍為從1.25V到4.5V。低于1.25V閾值的控制電壓會導(dǎo)致零占空比;高于4.5V的控制電壓會導(dǎo)致最大占空比DMAX。

　　SS/SD(腳10) 連接于此端與GND之間的電容Css決定了功率轉(zhuǎn)換器的軟起動時間。軟起動電容通過一個精密的內(nèi)部直流電流源充電，此內(nèi)部直流源由連接到腳2的RON電阻決定，軟起動電流Iss定義如式(6)。

　　這個直流電流源給Css從O～5 V充電。在UCC2891系列控制器的內(nèi)部，軟起動電容的電壓被緩沖，然后與FB端的控制電壓信號一起進入一個或門。兩個電壓中較低的通過連接在FB端的分壓器來形成控制器的PWM的引擎。據(jù)此，SS端有用的控制電壓范圍與FB端的控制電壓范圍相接近，在1.25～4.5V之間。

　　PGNC(腳11) 此端為所有UCC2891系列的內(nèi)部大電流電路的專用連接端?？刂破鞯拇箅娏鞑糠职▋蓚€大電流柵極驅(qū)動器和除了VREF之外的不同的偏置連接。當(dāng)PGND和GND在內(nèi)部被連接在一起時，也需要一個低阻抗的兩個地端的外部連接。推薦給小電流的動作元件(RDEL，RON，ROFF，CVREF，CF，RSLOPE，CSS和前饋電路內(nèi)的光耦的發(fā)射極)構(gòu)成一個獨立的地。此獨立地應(yīng)當(dāng)與功率轉(zhuǎn)換器的其它的地(PGND)有一個單獨的連接，此連接應(yīng)當(dāng)在控制器的腳6與腳11之間。

　　AUX(腳12) 此端是輔助開關(guān)的大電流柵極驅(qū)動輸出端，此輔助開關(guān)實現(xiàn)功率級有源箝位。UCC2891和UCC2892的輔助輸出端AUX作為箝制開關(guān)驅(qū)動P溝道場效應(yīng)管，因此AUX端需要一個主動的低電平工作(當(dāng)輸出為低電平時開關(guān)為開通狀態(tài))。UCC2893和UCC2894控制器是N溝道輔助開關(guān)的最佳選擇，因此該輔助開關(guān)提供傳統(tǒng)的主動的高電平驅(qū)動信號。

　　OUT(腳13) 這個大電流輸出驅(qū)動一個外部N道MOSFET。UCC2891系列內(nèi)部的每一個控制器都為轉(zhuǎn)換器的主功率開關(guān)提供高電平驅(qū)動信號。由于這些輸出(AUX，OUT)是高速和大電流驅(qū)動源，連接到這些輸出端的外部電路元件的寄生電感應(yīng)當(dāng)適當(dāng)?shù)刈钚』?。在柵極驅(qū)動電路中避免不必要的寄生電感的一個潛在的方法就是在非常接近于MOSFET柵極的地方放置控制器IC，并且確保輸出(AUX，0UT)和MOSFET的柵極連接有較寬的線條。

　　VDD(腳14) VDD是為IC電路內(nèi)部大電流柵極驅(qū)動器，內(nèi)部5V偏置調(diào)整器和欠壓鎖定電路等幾部分供電的總電源端。為了減少偏置源上的開關(guān)噪音，一個高質(zhì)量的陶瓷電容CHF必須很接近地放在VDD端和PGND端來提供足夠的濾波。推薦CHF的值為lμF。但是它的值會受外部功率級的MOSFET參數(shù)的影響。

　　此外對于低阻抗高頻率的濾波，控制器的偏置源需要一個有足夠大的存貯能量的電容CBLAS用來并聯(lián)于CHF上。在開機期間，這個貯存能量的電容必須能提供使UCC2891運行的保持時間(包括柵極驅(qū)動電源要求)。在正常工作時，控制器必須從輔助繞組供電，關(guān)斷起動用的晶體管，或通過一個輔助偏置源來供電。在輔助偏置源供電的情況，能量的貯存是由該偏置源的輸出電容提供的。

　　LINE UV(腳15) 欠壓鎖定功能的輸入電壓檢測端。電源供應(yīng)器的輸入電壓通過一個外部分壓器(RIN1，RIN2)來定出欠壓比較器的閾值電壓I.27 V。一旦超過線路監(jiān)視的輸入閾值，內(nèi)部電流源就被連接到LINEUV端。此電流發(fā)生器由連接于腳1的電阻RDEL調(diào)整，實際電流IHYST值由式(7)給出。

　　由于電流經(jīng)過分壓器的RIN2，欠壓鎖定的窗口閾值是線性監(jiān)視器電路的窗口并可以精密調(diào)節(jié)IHYST和RIN2的一個函數(shù)。

　　VIN(腳16)(只適用于UCC2891和UCC2893)UCC2891和UCC2893有一個高壓起動源，P溝道的JFET從供應(yīng)轉(zhuǎn)換器的輸入電源啟動開始工作，在這里輸入電壓不能超過啟動晶體管的最大額定值llOV。在這些應(yīng)用中，VlN端可直接連接到輸入電源的正極。內(nèi)部JFET啟動晶體管為連接于VDD和PGND的貯能電容提供一個大約15 mA的充電電流。當(dāng)VDD端上的電壓超過13.5V時，起動部分立即被關(guān)斷，控制器的欠壓鎖定的入口開通。當(dāng)過大的柵極驅(qū)動電流產(chǎn)生時，為保護IC不超出允許的功率損耗，JFET在器件正常工作后被禁止。

　　LINEOV(腳16) (只適用于UCC2892和UCC2894)在UCC2892和UCC2894控制器中沒有采用高壓起動設(shè)備。腳16有一個不同的功能：它用來監(jiān)視輸入電源電壓，提供精確的過壓保護功能。電路實現(xiàn)過壓保護與欠壓鎖定功能監(jiān)視輸入電源的應(yīng)用技術(shù)相似。這允許實現(xiàn)一個精密閾值和只用一個端子的窗口比較器。電源供應(yīng)器的輸入電壓檢測值被限定為l.27 V，通過外部分壓器RIN3、RIN4的過壓保護比較器的閾值電是1.27 V。一旦超出線路監(jiān)視器的輸入電壓閾值，內(nèi)部電流源就會被連接到LINEOV端。電流發(fā)生器由連接于控制器的腳l的電阻RDEL控制，實際電流，IHYST值與式(7)給出。

　　隨著此電流流入輸入分壓器的RIN4，過壓保護的窗口閾值是線路監(jiān)視電路的窗口可精密調(diào)節(jié)的IHYST和RIN4的函數(shù)。

　　2 有源箝位的工作原理

　　由UCC2891構(gòu)成的有源箝位單端正激變換器的主電路如圖3所示。

　　參考文獻(3)和(4)，將有源箝位分為8個階段，深入地研究了開關(guān)過程中的電流變換。以圖3為基礎(chǔ)，以低邊有源箝位為例子，在一個完整的開關(guān)周期t0~t4中，簡化描述出4個性質(zhì)不同的開關(guān)過程，分別如圖4～圖7所示。

　　2.1 t0~t1功率傳輸

　　如圖4所示，在此階段功率由主開關(guān)傳輸至二次側(cè)，此時S1導(dǎo)通，在此條件下剛好在ZVS條件下導(dǎo)通。因其體二極管先前已經(jīng)在導(dǎo)通狀態(tài)，初級電流通過S1，其中包括變壓器的磁化電流加上折算到二次側(cè)的輸出電流。在二次側(cè)，正向的同步整流SF導(dǎo)通，并且流過整個負載電流。在先前狀態(tài)，負載電流流過同步整流SR的體二極管，所以SF是硬開關(guān)狀態(tài)開啟損耗的。

　　2.2 tl→t2諧振狀態(tài)

　　如圖5所示，這是整個開關(guān)周期中出現(xiàn)的兩個諧振狀態(tài)的第一個，此狀態(tài)S1在ZVS狀態(tài)下關(guān)斷，初級電流仍舊連續(xù)地通過CCL流過D2，S2必須是P溝道MOSFET(對低邊箝位)，由于此時二次負載電流流過續(xù)流MOSFET。此時無折射到一次側(cè)的電流。所以僅有流過D2的電流為變壓器的磁化電流。因此S2體二極管損耗很小，并且給出了S2的ZVS狀態(tài)開啟的條件。S1關(guān)斷和S2開啟之間的延遲時間即諧振周期是已知的。

　　這是識別有源箝位同其它單端變壓器復(fù)位方式的主要方法。在二次側(cè)SF是在硬開關(guān)方式下關(guān)斷的，整個負載電流卻是通過DR的。對于大電流輸出的應(yīng)用，DR的導(dǎo)通損耗成為整個功耗的主要部分，這也是限制工作頻率進一步提高的關(guān)鍵因素。當(dāng)然DR的導(dǎo)通對SR在ZVS狀態(tài)下開啟仍是必要的，雖然對于自偏置同步整流來說不可能去掉它，但仍要盡量減小DR的導(dǎo)通時間，令其接近于0。

　　2.3 t2→t3有源箝位

　　如圖6所示，這是有源箝位狀態(tài)，此時變壓器初級復(fù)位，雖然圖6的等效電路示出初級電流反轉(zhuǎn)，變壓器從正向至負向的電流流向?qū)嶋H都是鋸齒狀，當(dāng)磁化電流達到正向峰值時，又回到原狀態(tài)，從O反向升起。在初級側(cè)，S2現(xiàn)在在不同的輸入電壓VIN和箝位電容電壓值之間完全地導(dǎo)通且加到變壓器初級側(cè)，S2在磁化電流流過時會有很小的導(dǎo)通損耗。而在二次側(cè)SR則流過整個負載電流，有較高的導(dǎo)通損耗。

　　2.4 t3→t4諧振狀態(tài)

　　如圖7所示，這是一個完整周期中出現(xiàn)的第二次諧振狀念，在此狀態(tài)下，S2在ZVS狀態(tài)下關(guān)斷，初級電流仍然反向流動，只不過是通過S1的體二極管D1，初級電流是負向的，但在此期間，此電流方向?qū)⒁崔D(zhuǎn)(已經(jīng)很小)。S1的體二極管開始導(dǎo)通，為S1的導(dǎo)通設(shè)置ZVS導(dǎo)通條件。而在二次側(cè)，DR剛好在導(dǎo)通狀態(tài)下讓SR關(guān)斷，因此SR在ZVS狀態(tài)下關(guān)斷。根據(jù)經(jīng)驗，不可避免地因體二極管導(dǎo)通出現(xiàn)功耗。在t4完成時，開關(guān)周期又返回t0~t1狀態(tài)。

　　由上述分析可知，圖3電路主開關(guān)S1及輔助開關(guān)S2實現(xiàn)了零電壓(ZVS)切換。

　　3 UCC2891的應(yīng)用

　　UCC2891/3內(nèi)含llOV高壓起動源;UCC2892/4則內(nèi)含輸人電壓監(jiān)視功能。芯片內(nèi)設(shè)計有斜坡補償、精密占空比控制、外同步等功能。

　　由UCC2893實現(xiàn)的反激變換器如圖8所示。

　　由UCC2891實現(xiàn)的正激變換器如圖9所示。

　　對箝位的輔助開關(guān)的高邊驅(qū)動和低邊驅(qū)動分別如圖10和圖11所示。

　　4 設(shè)計實例

　　如圖2所示為采用UCC2891設(shè)計的次級同步整流的正激變換器，變換器的技術(shù)指標(biāo)如表1所列。

　　5 結(jié)語

　　UCC2891控制IC，提供了有源箝位工作的各項控制功能，它的精確控制箝位占空比和同步延遲時間技術(shù)，將有源箝位技術(shù)提高到一個新的水平。由它實現(xiàn)的100 W單端正激變換器達到了較高的技術(shù)指標(biāo)。在有源箝位技術(shù)專利到期的今天，它的出現(xiàn)，必將為有源箝位技術(shù)在中小功率單端變換器的應(yīng)用產(chǎn)生很大的推進作用。