1.6 MHz降壓型DC-DC轉(zhuǎn)換器中的斜率補(bǔ)償設(shè)計(jì)

　　1 引 言

　　Buck型DC-DC轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)中常采用PWM反饋控制方式以調(diào)節(jié)輸出電壓或電流。PWM控制方式分電流模式控制和電壓模式控制兩種方式。電流模式控制方式是電流內(nèi)環(huán)和電壓外環(huán)雙環(huán)控制，輸入電壓和負(fù)載的變化將首先反應(yīng)在電感電流上，在輸入電壓或負(fù)載改變時(shí)具有更快的響應(yīng)速度。

　　電流模式控制方式有峰值電感電流控制和平均電感電流控制兩種方式。峰值電感電流控制由于其優(yōu)點(diǎn)被廣泛應(yīng)用，但其存在固有的開(kāi)環(huán)不穩(wěn)定現(xiàn)象，在提高快速性的同時(shí)，也帶來(lái)了穩(wěn)定性的問(wèn)題。當(dāng)輸入電壓降至一個(gè)接近輸出電壓的值時(shí)，占空比向最大導(dǎo)通時(shí)間增加，輸入電壓的進(jìn)一步降低將使主開(kāi)關(guān)在超過(guò)一個(gè)周期的時(shí)間里保持導(dǎo)通狀態(tài)，直到占空比達(dá)100％，這時(shí)電路可能會(huì)發(fā)生子諧波振蕩，需要通過(guò)一個(gè)斜率補(bǔ)償電路來(lái)保持這種恒定架構(gòu)的穩(wěn)定性，在大占空比情況下是通過(guò)給電感電流信號(hào)增加一個(gè)補(bǔ)償斜坡來(lái)實(shí)現(xiàn)的。

　　設(shè)計(jì)降壓型DC-DC轉(zhuǎn)換器時(shí)，解決固定頻率峰值電流控制方式的開(kāi)環(huán)不穩(wěn)定情況需要做深入的研究。文章從一般的線(xiàn)性斜率補(bǔ)償電路人手，分析了分段線(xiàn)性斜率補(bǔ)償電路，提出一種改進(jìn)的實(shí)際應(yīng)用電路圖，并給出了分析和模擬仿真結(jié)果。

　　2 原理分析

　　2.1 斜率補(bǔ)償原理

　　PCM控制的Buck型DC-DC轉(zhuǎn)換器如圖1所示。由于增加了電流內(nèi)環(huán)控制，電感電流采樣后，疊加斜率補(bǔ)償電路，合成信號(hào)與誤差放大器的輸出送入PWM比較器比較，誤差電壓進(jìn)入PWM比較器參與占空比的調(diào)節(jié)，經(jīng)過(guò)RS觸發(fā)器等邏輯控制單元，有效保證輸出Vout的穩(wěn)定。其中占空比D=Vout／Vin。

　　峰值電感電流調(diào)節(jié)系統(tǒng)有其固有的局限性，占空比變化時(shí)對(duì)峰值電感電流IL的影響如圖2所示，VOSC是振蕩器的一路輸出控制電壓，對(duì)應(yīng)占空比的變化。

　　其中：，在N個(gè)周期后， 。如果m2<m1，即占空比小于50％時(shí)，峰值電感電流的擾動(dòng)收斂；如果m2>m1，即占空比大于50％時(shí)，峰值電感電流的擾動(dòng)發(fā)散，擾動(dòng)在每個(gè)周期的放大后，使得系統(tǒng)極不穩(wěn)定，所以未加斜率補(bǔ)償?shù)南到y(tǒng)電源的抗干擾性極差。

　　加入補(bǔ)償電流后的電感電流IL擾動(dòng)過(guò)程如圖3所示。此時(shí)，當(dāng)m>0.5 m2時(shí)的補(bǔ)償可以使電感電流明顯收斂，能很好地使系統(tǒng)達(dá)到穩(wěn)定。

　　2.2 線(xiàn)性補(bǔ)償電路的原理及方法

　　從前一節(jié)的基本原理可以得出，在采樣電感電流上疊加一個(gè)斜坡電流可以達(dá)到預(yù)期要求。補(bǔ)償方式有多種，下面研究圖4所示的差分放大器結(jié)構(gòu)。

　　這是一個(gè)典型的差分放大器電路，也可以說(shuō)是比較器電路。設(shè)V1為參考電壓Vref，如圖4所示，在V2遠(yuǎn)小于參考電壓時(shí)，I1基本為0，Iss全部流入M4，即I2=Iss；當(dāng)V2等于參考電壓時(shí)，I1=I2=Iss／2，事實(shí)上M2進(jìn)入線(xiàn)性區(qū)時(shí)M1就漏入電流，即在Vref-Vid,max時(shí)就已經(jīng)存在電流，事實(shí)上的翻轉(zhuǎn)點(diǎn)提前Vid,max，如圖5所示。其中Vid,max為最大
過(guò)驅(qū)動(dòng)電壓。

　　I1的一個(gè)支路流出作Islope，于是得到一個(gè)斜率固定的補(bǔ)償斜坡。但是，用此斜率來(lái)補(bǔ)償所有占空比條件使芯片都能穩(wěn)定工作，往往會(huì)因?yàn)檠a(bǔ)償量過(guò)大而影響峰值電感電流，空載時(shí)甚至使電流模控制失效。設(shè)計(jì)時(shí)往往會(huì)考慮兩段或多段補(bǔ)償甚至自適應(yīng)補(bǔ)償來(lái)滿(mǎn)足整個(gè)系統(tǒng)的要求。

　　3 分段線(xiàn)性斜率補(bǔ)償及改進(jìn)型斜率補(bǔ)償電路

　　圖6是兩種線(xiàn)性斜率補(bǔ)償電路，均可提供兩段線(xiàn)性補(bǔ)償斜坡。Vosc均為振蕩器的一路輸出，圖6(a)中Vref1和Vref2為基準(zhǔn)輸出，且Vref1>Vref2，大占空比時(shí)Vctr1關(guān)斷M3管；Vosc較小時(shí)，M1和M2均關(guān)斷，沒(méi)有補(bǔ)償電流，Vosc逐漸增大，由于Vref1>Vref2，M1首先導(dǎo)通，I1提供斜率補(bǔ)償電流；Vosc繼續(xù)增大，M2導(dǎo)通，I1+I2共同提供斜率補(bǔ)償電流。圖6(b)中Vref為基準(zhǔn)輸出，M5和M6均為有源負(fù)載，如果把圖中M1和M3的寬長(zhǎng)比取值為(W／L)1：(W／L)3=1：4，利用公式，根據(jù)Vid,max1：Vid,max3=2：1，M1和M3線(xiàn)性區(qū)的寬度不同，二者導(dǎo)通時(shí)間也就不同；Vosc逐漸變大，達(dá)到Vref時(shí)，Vid,max最大的M1管首先進(jìn)入線(xiàn)性區(qū)，∑I=I1；Vosc繼續(xù)升高，Vid,max稍小的M3管也進(jìn)入線(xiàn)性區(qū)，∑I=I1+I3鏡像放大后提供補(bǔ)償電流。

　　可以看到，二者均能提供兩種占空比條件下的補(bǔ)償電流，圖6(a)通過(guò)R1調(diào)節(jié)VD從而控制M1和M2的工作狀態(tài)；圖6(b)則是通過(guò)VG以及管子的線(xiàn)性區(qū)寬度控制。為獲得對(duì)應(yīng)更多占空比變化的多段斜率補(bǔ)償電流，經(jīng)驗(yàn)證，采用圖6(b)的結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)方便而且調(diào)節(jié)效果好。理論上可以并聯(lián)多段以得到斜率不同的電流，取決于系統(tǒng)對(duì)補(bǔ)償斜坡的要求，但是由于Vid本身就很小，分段太細(xì)在精度上很難達(dá)到要求。圖7分別為一段、兩段和四段斜率補(bǔ)償電流的示意圖，占空比變化時(shí)分段越多對(duì)電感電流的調(diào)節(jié)效果越好。

　　基于上述理論分析，本文提出一種基于圖6(b)的改進(jìn)型應(yīng)用電路結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)，如圖8所示。此電路分四段補(bǔ)償，占空比升高對(duì)應(yīng)四段斜率變大的補(bǔ)償斜坡。設(shè)計(jì)四對(duì)管的寬長(zhǎng)比不同，充分利用這四對(duì)管子的線(xiàn)性區(qū)動(dòng)態(tài)范圍不同，以產(chǎn)生四段補(bǔ)償斜坡對(duì)應(yīng)占空比變化。圖8中M1～Mg組成四對(duì)比較器；M12～M22提供偏置電流，M9為有源負(fù)載，M10～M11將補(bǔ)償電流∑I鏡像放大?；鶞?zhǔn)輸出VL及VH作為斜率補(bǔ)償?shù)膬蓚€(gè)參考點(diǎn)，由基準(zhǔn)電路輸出，Vosc為振蕩器的一路輸出。取M1，M3，M5，M7的參數(shù)為，從而可以得到相應(yīng)的gm和過(guò)驅(qū)動(dòng)電壓Vid,max關(guān)系。

　　Vosc逐漸變大，達(dá)到VL時(shí)，Vid,max最大的M1管首先進(jìn)入線(xiàn)性區(qū)，繼續(xù)升高，Vid,max稍小的M3管也進(jìn)入線(xiàn)性區(qū)；Vosc升高到VH時(shí)，M5管進(jìn)入線(xiàn)性區(qū)，繼續(xù)升高，Vid,max稍小的M7管進(jìn)入線(xiàn)性區(qū)。從圖8中可以得到整體電流∑I。∑I經(jīng)過(guò)比例放大作為斜率補(bǔ)償電流再與電感電流進(jìn)行疊加，電流∑I表示為：

　　4 仿真結(jié)果與分析

　　將此電路模型應(yīng)用于一款同步整流1.6 MHz降壓型DC-DC轉(zhuǎn)換器，基于CSMC 0.5 μm CMOS工藝，利用Cadence Spectre仿真，得到仿真結(jié)果如圖9所示。

　　通過(guò)仿真結(jié)果可以得到，當(dāng)Vosc比較小即占空比較小時(shí)，不進(jìn)行補(bǔ)償，可以看到斜率補(bǔ)償電路輸出電流為零；Vosc逐漸變大，補(bǔ)償?shù)碾娏餍甭室仓饾u變大，共有四段補(bǔ)償斜坡，分別對(duì)應(yīng)四段逐漸增大的占空比情況。在工作頻率為1.6 MHz時(shí)，此斜率波形能較好地補(bǔ)償電感電流，從而避免子諧波振蕩以及過(guò)補(bǔ)償?shù)陌l(fā)生，有效地保證系統(tǒng)的穩(wěn)定性。

　　5 結(jié) 語(yǔ)

　　本文討論了線(xiàn)性斜率補(bǔ)償電路的原理及電路結(jié)構(gòu)，設(shè)計(jì)了一種能較好地工作在1.6 MHz的降壓型DC-DC轉(zhuǎn)換器的斜率補(bǔ)償電路，且原理簡(jiǎn)單易于實(shí)現(xiàn)。本款電路同樣適用于升壓轉(zhuǎn)換電路。