一種改善W-CDMA手機用功率放大器線性度的新方法

　　1 引言

　　第三代移動通信(3rd-Generation，簡稱3G)系統(tǒng)具有更大的容量、更好的通訊品質、更高的頻帶利用率，這些特點使得它能為高速和低速移動用戶提供語音、數(shù)據、電視會議及多媒體等多種業(yè)務。但這些出色的性能也對硬件電路系統(tǒng)提出了更高的要求，尤其是發(fā)射子系統(tǒng)的功率放大器(PA)單元。W-CDMA(Wideband Code Division Multiple Access)作為第三代移動通信(3G)的標準之一已經在歐洲和日本獲得了成功的商業(yè)應用。W-CDMA系統(tǒng)的PA具有如下新的特點：

　　第一，在3G手機中，最關鍵的是高速數(shù)據傳送要求具有更高的帶寬和發(fā)送功率。在W-CDMA中采用帶寬為3.84MHz的偽隨機噪聲碼(Pseu-do-Noise code，PN碼)，因此用戶信號帶寬也為3.84MHz，由放大器IMX產生的非線性失真分布在更寬的范圍內。

　　第二，為了提高數(shù)據發(fā)送速率和增加頻譜利用效率，采用混合相移鍵控HPSK(Hybrid Phase ShiftKeying)調制方法，要求PA必須有良好的線性度。功放的AM-PM特性會導致調制信號的相位失真，從而接收系統(tǒng)的誤碼率會上升，導致系統(tǒng)通信品質的降低。

　　第三，由于遠近效應的存在，PA的輸出動態(tài)范圍大。按照第三代合作伙伴計劃(3rd GenerationPartnership Project，簡稱3GPP)推出的W-CDMA標準，要求發(fā)射機可控發(fā)射功率范圍為+24dBm到-50dBm，共74dB的動態(tài)范圍，如果再考慮一些余量，整個發(fā)射機應具有超過80dB的動態(tài)范圍。發(fā)射機芯片動態(tài)指標往往受限于高功率時的ACPR指標和低功率時的噪聲底，而臨近信道泄漏功率的大小與輸入功率的三次方成正比，為避免對臨近信道用戶產生過大干擾，最大功率輸出時ACPR不應大于-37dBc。

　　2 第三代移動通信W-CDMA功率放大器電路中效率與線性特性的關系

　　在3GPP制定的W-CDMA標準中，只有對PA的線性度和發(fā)射功率的要求，所以它們是第一位的。對線性度近乎苛刻的要求，就需要與其它參數(shù)進行折中，例如效率。W-CDMA系統(tǒng)的射頻信號為非恒定包絡，這決定了只能利用工作效率在25％至35％之間的線性放大器，而采用非線性功率放大器的第二代GSM電話發(fā)射機的典型工作效率約為50％。由于W-CDMA的射頻信號為多種業(yè)務數(shù)據的疊加，因此不同于恒定包絡信號，射頻功率放大器不能被驅動至壓縮區(qū)，而必須采用功率回退的方法使功率放大器工作于線性區(qū)。回退越多，線性越好，但功率放大器的效率也越低。為了兼顧線性和效率，W-CDMA功率放大器的設計一般都會采用各種線性化技術來達到線性和效率之間的平衡。

　　3 目前常用的幾種改善功率放大器線性度的方法

　　實現(xiàn)射頻功放線性化的技術很多，常見的有以下三種：功率回退(back-off)法、前饋(feedforward)法和預失真(predistortion)法。

　　3.1 功率回退法

　　在眾多線性化技術中，功率回退技術是最常用的方法，即把功率放大器的輸入功率從1dB壓縮點向后回退幾個分貝，工作在遠小于1dB壓縮點的電平上，使功率放大器遠離飽和區(qū)，進入線性工作區(qū)，從而改善功率放大器的三階交調系數(shù)。即選用功率較大的管子作小功率管使用，實際上是以犧牲直流功耗來提高功放的線性度。

　　功率回退法簡單且易實現(xiàn)，不需要增加任何附加設備，是改善放大器線性度行之有效的方法，缺點是功率放大器的效率大為降低。另外，當功率回退到一定程度，即當三階交調(IM3)達到-40dBc以下時，繼續(xù)回退將不再改善放大器的線性度。因此，在線性度要求很高的場合，完全靠功率回退是不夠的。

　　3.2 前饋法

　　前饋線性化技術原理如圖1所示。射頻信號輸人后，經功分器(Splitter)分成兩路。一路進入主功率放大器A1，由于其非線性失真，輸出端除了有需要放大的主頻信號外，還有三階交調干擾。從主功放的輸出中耦合一部分信號與另一路經過延時線TD1延時的輸入信號在合成器(Subtracter)中疊加，使主載頻信號完全抵消，只剩下反相的三階交調分量。三階交調分量經輔助放大器放大后與經延時線TD2延時的主功放輸出信號在耦合器C2中疊加，抵消主功放的三階交調干擾，從而得到線性的放大信號。

　　前饋技術既提供了較高校準精度的優(yōu)點，又沒有不穩(wěn)定和帶寬受限的缺點；但是，這些優(yōu)點是用高成本換來的。由于在輸出端進行校準時，功率電平較大，校準信號需放大到較高的功率電平，這就需要額外的輔助放大器，而且要求這個輔助放大器本身的失真特性應處在前饋系統(tǒng)的指標之上，并且由于在校準環(huán)中添加了一輔助功率放大器，因而總效率有所降低。

　　前饋功放的抵消要求是很高的，需獲得幅度、相位和時延的匹配，如果出現(xiàn)功率變化、溫度變化及器件老化等情況均會造成抵消失靈。為此需要在系統(tǒng)中考慮自適應抵消技術，使抵消能夠跟得上內外環(huán)境的變化。

　　3.3 預失真法

　　預失真就是在功率放大器前增加一個非線性電路用以補償功率放大器的非線性。預失真線性化技術的原理如圖2所示。

　　預失真線性化技術，它的優(yōu)點在于不存在穩(wěn)定性問題、有更寬的信號頻帶、能夠處理含多載波的信號。預失真技術成本較低，由幾個仔細選取的元件封裝成單一模塊，連在信號源與功放之間，就構成預失真線性功放。手持移動臺中的功放已采用了預失真技術，它僅用少量的元件就降低了互調IM產物幾dB，但卻是很關鍵的幾dB。

　　預失真技術分為RF預失真和數(shù)字基帶預失真兩種基本類型。RF預失真一般采用模擬電路來實現(xiàn)，具有電路結構簡單、成本低、易于高頻、寬帶應用等優(yōu)點，缺點是頻譜再生分量改善較少、高階頻譜分量抵消較困難。基帶預失真由于工作頻率低，可以用數(shù)字電路實現(xiàn)，適應性強，而且可以通過增加采樣率和增大量化階數(shù)的辦法來抵消高階互調失真，是一種很有發(fā)展前途的方法。數(shù)字基帶預失真原理如圖3所示。

　　數(shù)字預失真器由一個矢量增益調節(jié)器組成，根據查找表LUT的內容來控制輸入信號的幅度和相位，預失真的大小由查找表LUT的輸入來控制。矢量增益調節(jié)器一旦被優(yōu)化，將提供一個與功放相反的非線性特性。理想情況下，這時輸出的互調產物應該與雙音信號通過功放的輸出幅度相等而相位相反，即自適應調節(jié)模塊就是要調節(jié)查找表的輸入，從而使輸入信號與功放輸出信號的差別最小。注意到輸入信號的包絡也是查找表LUT的一個輸入，反饋路徑來取樣功放的失真輸出，然后經過A／D變換送入自適應調節(jié)DSP中，進而來更新查找表(LUT)。實驗結果表明在輸出功率為27dBm時，應用數(shù)字預失真技術的放大器功率附加效率(PAE)可以提高20％，ACPR可以改善6dB。

　　然而，從成本和體積兩方面來考慮，前饋技術和預失真技術只能應用于基站，不適合應用于手機功放。

　　4 利用等效低通濾波器模型改善W-CDMA手機用功率放大器線性度的新方法

　　W-CDMA系統(tǒng)采用非恒定包絡的調制方法使得對功率放大器的設計提出了高線性的要求。衡量W-CDMA功率放大器線性度的指標是臨近信道泄漏功率比(ACPR)，其定義為臨近信道內泄漏功率與主信道內信號功率的比值(以dBc為單位)。W-CDMA采用5MHz的信道帶寬，信號集中在信道內3.84MHz的中心帶寬內。對于我們研究的主信道來說，其兩邊5MHz間隔處有左右兩個信道(分別對應為lower channel和upper channel)。在實際測試中經常會觀察到左右兩邊兩個信道所對應的ACPR值不同，也就是產生了ACPR的不對稱性。ACPR不對稱性會使ACPR的指標惡化，致使功放的線性度大幅度降低。在數(shù)字預失真線性化[7]技術中ACPR不對稱性的影響是十分嚴重的。因此研究ACPR不對稱性產生的原因以及如何減小這種不對稱性的方法對改善功放的線性度具有十分重要的意義。

　　已有研究表明偶次交調產生的低頻因素對功放的線性度有重要影響，本文在此研究的基礎上，分析了低頻因素對ACPR不對稱性的影響；根據實際功率放大器結構提出了一種等效低通濾波器模型；仿真驗證了該低通濾波器的帶寬和階數(shù)對ACPR不對稱性的影響；測試中通過改變該低通濾波器的帶寬和階數(shù)，使得ACPR不對稱性改善了3.72dB，同時ACPR降低了2.95dB，大大提高了功放的線性度。

　　4.1 低頻因素對ACPR不對稱性的影響

　　ACPR的不對稱性本質上就是三階交調分量IM3的不對稱性。關于IM3不對稱性產生原因的觀點很多，主要歸結為兩類：Steve c．Cripps認為AM-AM效應與AM-PM效應之間的相移是產生IM3不對稱性的原因；還有研究認為電路輸入端的低頻阻抗和二次諧波阻抗是產生IM3不對稱性的直接原因。本文從偶次交調產生的低頻因素人手，提出了一種新的影響W-CDMA手機用功率放大器ACPR不對稱性的機制，即等效低通濾波器模型，通過仿真和測試驗證了這種模型對于改善ACPR不對稱性進而提高功放線性度的有效性。

　　W-CDMA系統(tǒng)采用5MHz的寬帶調制，主信道內的信號可以看作是一個n音信號，這些n音信號的三階交調分量IM3正好落在主信道兩邊的臨近信道內，從而形成了臨近信道的功率泄漏。臨近信道泄漏功率與主信道信號功率之比就是ACPR。

　　為了簡化計算，同時又不失討論的一般性，我們首先分析雙音信號產生的交調效應，然后再推廣到多音信號。假設主信道內有兩個輸入幅度均為A、輸入頻率分別為ω1和ω2(令ω2>ω1)的雙音信號，

　　由上式可以看出，由于三次方項的存在，在輸出信號中產生了(2ω1-ω2)與(2ω2-ω1)兩個三階交調分量，左右兩邊的三階交調分量是相等的。同時注意到，在輸出分量中還存在由于二次方項所產生的二階交調分量(ω2-ω1)，此二階交調分量的頻率非常低，接近于直流分量。從表面上看，二階交調產生的低頻分量距離兩個主信號ω1和ω2非常遠，似乎不會對主信號產生影響，但是這個低頻因素會沿著電源線和偏置網絡反饋回輸入端，從而與輸入信號再次產生交調，圖4所示即為低頻因素反饋回功放輸入端與輸入信號再次產生二階交調的示意圖。

　　頻率為(ω2-ω1)的低頻因素與兩個主信號ω1和ω2分別再次產生交調(為了簡化計算，只考慮到二階效應)后的輸出為：

　　由上面的輸出結果可以看出，低頻因素(ω2-ω1)反饋回輸入端與ω1和ω2再次發(fā)生二階交調后，將會產生(2ω1-ω2)與(2ω2-ω1)的三階交調分量，即兩次二階交調會產生三階交調分量。由此可以得出，左右兩邊的三階交調分量(2ω1-ω2)與(2ω2-ω1)是由兩部分組成的：一次三階交調分量和兩次二階交調分量，圖5所示即為組成IM3的兩種分量示意圖。

　　對于W-CDMA功率放大器也就是多音信號的情況，臨近信道的功率泄漏也是由兩個部分組成的：一是信道內各個信號之間產生的一次三階交調分量；二是信道內信號產生的二階交調分量泄漏到輸入端，并且與輸入信號再次發(fā)生二階交調所產生的三階交調分量。

　　4.2 偏置等效低通濾波器模型

　　圖6所示為W-CDMA手機用功率放大器的一級典型電路圖。功放要通過直流偏置加入直流到功放管上；在功放管的集電極一般會采用微帶線作為等效電感來阻止射頻功率向電源泄漏，通常也要在微帶線和地之間加一些去耦電容來消除電源中的雜波。如圖6所示，在集電極偏置上的微帶線和去耦電容就形成了一個典型的低通濾波器模型。這個低通濾波器模型會對偶次交調產生的低頻因素產生濾波作用，從而改變了該低頻因素的幅度和相位，導致反饋回輸入端的低頻因素與輸入信號再次發(fā)生二階交調時會產生兩邊不對稱的三階交調分量(幅度和相位)，這個不對稱的分量與一次三階交調分量疊加后必將產生兩邊不對稱的三階交調分量。對于W-CDMA功率放大器來說，臨近信道泄漏功率就是臨近信道內三階交調分量積分的結果，不對稱的三階交調分量導致了主信道兩邊臨近信道內泄漏功率的不同，從而導致了ACPR兩邊的不對稱性。

　　在功率管的集電極偏置中，微帶線和去耦電容形成了一個等效的低通濾波器。該低通濾波器的階數(shù)由去耦電容的數(shù)量決定，帶寬由去耦電容的大小和位置決定。這個等效低通濾波器的帶寬和階數(shù)會對低頻因素產生重要影響：一次二階交調之后的低頻信號首先要經過低通濾波器，然后通過偏置電路泄漏到功率管的輸入端。由此可以明顯地看出，低通濾波器的傳輸特性會對低頻泄漏產生很大影響，進而對ACPR的不對稱性產生影響。通過對我們自己設計并且流片成功的W-CDMA手機用功率放大器的測試，驗證了該等效低通濾波器模型對于改善ACPR不對稱性進而提高功放線性度的有效性。

　　4.3 仿真和測試結果

　　我們利用Advanced Design System(ADS)軟件的Envelope仿真器仿真了該等效低通濾波器對W-CDMA功率放大器ACPR兩邊差值的影響。如圖7所示，在輸入端加入W-CDMA上行信號，集電極采用行為級濾波器模型以便于改變?yōu)V波器的帶寬和階數(shù)。圖8所示為采用理想低通濾波器情況下，隨著濾波器帶寬(0.5Mz-5Mz)的變化ACPR兩邊差值的變化曲線。從圖中可以明顯地看出，濾波器的帶寬對ACPR兩邊的差值有很大影響，這是由于低通濾波器對低頻因素的濾波作用改變了沿集電極偏置泄漏到功放輸入端的低頻因素的幅度和相位，從而產生了不對稱的三階交調分量，最終導致ACPR兩邊的不對稱性。圖9所示為固定濾波器帶寬5MHz情況下，隨著濾波器階數(shù)n的變化ACPR兩邊差值的變化。觀察圖中曲線可知，在濾波器階數(shù)比較高的情況下(3階以上)，ACPR兩邊的差值較小，即在濾波電容較多的情況下對ACPR不對稱性改善較好。

　　為了驗證以上理論模型的正確性，我們測試了W-CDMA手機用功放的一級輸出頻譜。圖10所示為W-CDMA功率放大器的測試系統(tǒng)，圖11所示為功放芯片的PCB測試圖。測試條件為：Vbb=2.85V，Vref=3.2V，Vcc=3.2V，中心頻率f0=1.95GHz，輸出功率Pout=16.7dBm。測試中，低通濾波器的階數(shù)由去耦電容的數(shù)量決定，帶寬由去耦電容的大小和其在微帶線上的位置決定。

　　測試結果顯示，通過改變去耦電容的數(shù)量、大小并調節(jié)其在微帶線上的位置，可以明顯地改變ACPR兩邊的差值。圖12所示為沒有調節(jié)去耦電容的情況下，輸出ACPR的測試圖。從圖中可以看出，ACPR兩邊的值分別為-52.44dBc和-48.38dBc，差值為4.06dB。

　　在改變去耦電容的數(shù)量、大小并調節(jié)其在微帶線上的位置后，ACPR的不對稱性得到了明顯的改善：如圖13所示，ACPR兩邊的值分別為-51.33dBc和-51.67dBc，差值僅為0.34dB。對比圖12和圖13可知，調節(jié)前后ACPR的不對稱性改善了3.72dB，同時注意到該一級功放的ACPR從-48.38dBc降低到-51.33dBc (ACPR由左右兩邊較高值決定)，減小了2.95dB，從而大大提高了該功放的線性度。

　　圖11所示即為調節(jié)的最終結果，微帶線上共有三個電容，代表此時微帶線和電容實現(xiàn)了一個三階的低通濾波器，達到了有效改善ACPR兩邊不對稱性的效果，并且此測試結果和前面的仿真結果完全吻合。由此證明了低通濾波器的帶寬和階數(shù)直接決定了ACPR兩邊的不對稱性，調節(jié)該低通濾波器的帶寬和階數(shù)可以很好地改善ACPR的不對稱性，進而大幅度提高功放的線性度。

　　5 結論

　　本文提出了一種新的影響W-CDMA手機用功率放大器ACPR不對稱性的機制——等效低通濾波器模型。 由于該低通濾波器對偶次交調產生的低頻因素存在濾波作用，導致低頻因素與輸入信號再次發(fā)生二階交調后產生不對稱的三階交調分量，進而使ACPR兩邊產生不對稱性，導致功放線性度的降低。本文利用ADS軟件仿真了該低通濾波器的帶寬和階數(shù)對ACPR兩邊不對稱性的影響，并且通過實際功放測試驗證了仿真結果的正確性。測試結果顯示，改變低通濾波器的帶寬和階數(shù)，能夠將ACPR兩邊的不對稱性改善3.72dB，同時ACPR減小2.95dB，從而有效地改善了功放的線性度。