小型功率放大器的設計方法

電路規(guī)格下表表示的是隨身聽功率放大器的設計規(guī)格。隨身聽的輸出最大為1V。一。左右。如果電路的電壓放大度為10倍，則能夠以某種程度的音量使小型揚聲器發(fā)聲。此時，如果輸出功率為0.5W就足夠了。

表示已設計出的功率放大器的電路圖。該電路是單聲道的。為了播放立體聲，還需要另一聲道的電路。

作為整體的電路結構，用共發(fā)射極放大電路對輸入信號進行電壓放大。在共發(fā)射極電路集電極插入的偏置電路，產生射極跟隨器的偏置電壓，用推挽發(fā)射極跟隨器進行電流放大。

確定電源電壓

電源電壓由輸出功率來決定。

最大輸出功率PO，對于8Ω負載（揚聲器的阻抗）為0.5W。所以此時的輸出電壓Vo為：

Vo=√Po=_Z√0.5Wx8Ω

=2Vms(4.4)

Z=負載阻抗

該值為有效值，如輸入信號為正弦波，則輸出波形的峰一峰值為5.7V(≈2Vms×√2×2)。

對于輸出電壓5.7V，將電源電壓Vcc的值設定在電路產生的數伏損失以上，其中包括共發(fā)射極電路發(fā)射極電阻上產生的壓降、射極跟隨器發(fā)射極電阻產生的壓降以及晶體管集電極一發(fā)射極間的飽和電壓等。在這里，設Vcc=15V(單電源)。

共發(fā)射極放大電路的工作點

將共發(fā)射極放大電路的集電極電流設定在很大值上，比供給下級的射極跟隨器基極電流還要大得多。

當負載為8fl、輸出功率為0.5W時，輸出電壓VO為2Vms（設波形為正弦波）。

其峰值為2.8V(≈2V×√2)。此時的負載電流（=Tr3或者Tr4的集電極電流）為350mA(一2.8V／8Ω)（也是峰值）。

在這里，設射極跟隨器使用的晶體管的hFE為100，由共發(fā)射極電路提供的基極電流為3.5mA(一350mAll00)。在模擬表示電流流動的樣子。

設共發(fā)射極電路的集電極電流比基極電流3.5mA大得多的值，為20mA。

對于Tr1，要選擇集電極電流為20mA以上、集電極一基極間電壓與集電極一發(fā)射極間電壓為15V(電源電壓)以上的器件。（選定型號為2SC2458的晶體管）

若Tr1的發(fā)射極電位太高，則不能得到大的集電極振幅；而過低時，集電極電流隨溫度的變化又增大。綜合考慮，在這里取為2V。

為了將集電極電流（一發(fā)射極電流）設定為20mA，Tr1的發(fā)射極與GND間的電阻Rs+R6取作100Ω一2V／20mA）。

決定放大倍數的部分

若將Tr1昀集電極電位設定為8.5V，則能CY7C1011CV33-15BVIT得到最大振幅（這里略去Tr2產生的射極跟隨器的偏置電位）。

為了使集電極電位為8.5V，在R3上的壓降取為6.5V(=15V-8.5V)即可，所以

R3=6.5V/20mA≈330Ω(4.5)

還有，將R5+R6一lOOfl分成兩部分，令R5=22Ω，R6=75Ω，將R6用C3接地之后，該電路的交流電壓放大倍數為

Av=R3/R5=330Ω/22Ω(≈24dB)(4.6)

由于實際的放大倍數要比式(4.6)求得的值小以及射極跟隨器級發(fā)射極電阻上的損失（后述）等原因，A。的設定值要設定在比設計規(guī)格稍大的值（設計規(guī)格為10倍）。

此外，C3是對R6進行旁路，用以提高放大度的電容。R5，R6與C3形成高通濾波器。為了滿足設計規(guī)格的頻率特性，C3取為C3=330μF。

R1與R2起著決定基極電位的作用。為了使發(fā)射極電位為2V，基極電位取為2.6V（=2V+VBE）。在這里，設R1與R2上流動的電流為0.5mA，R1=24kΩ，R2=5.6kΩ。因此，該電路的輸入阻抗為4.5kΩ（=R1∥R2）。

輸入側的耦合電容Cl與共發(fā)射極電路的輸入阻抗形成的高通濾波器的截止頻率為20Hz以下（由設計規(guī)格），以此來決定C．的值。在這里取C=lOμF（截止頻率為3.5Hz）。

VR．是調整輸入電平（音量）的可變電阻，取作lOkΩ。

射極跟隨器的偏置電路

為了省略耦合電容，射極跟隨器的倔置電路插在共發(fā)射極電路的晶體管Tri的集電極與負載電阻R3之間。

在表示偏置電路各部分電壓與電流的關系。

這里選用的晶體管Tr2，只要滿足最大集電極電流在20mA以上，集電極一基極間與集電極一發(fā)射極間的最大額定值VCBO和VCEO為1.2V以上（兩個VBE）的條件，不管什么型號的器件都可以。

但是，考慮到Tr3與Tr4的熱耦合問題，通?？紤]使用低頻中功率放大晶體管2SC3423。它裝在T0126的全模塑封裝中（金屬部分不露出的絕緣型模塑封裝）。

在該電路基極側（VR2與R4）流動的電流由R4決定，這里取R4=300Ω。VR2與R4流動的電流則為2mA(=0.6V／300Ω)。另一方面,Tr1的集電極電流為20mA，Tr2集電極電流則為18mA(一20mA-2mA)。

即使是這樣的電路（與放大電路一樣），在基極側流動的電流也設定為集電極電流的1/10（為了能略去基極電流）。

為了使Trz的集電極一基極間電壓為2VBE（Tr3與Tr。的VBE），使VR2的值與R4相同即可。所以，采用VR2=470Ω（500Ω也可以)，使得半固定電阻的滑動頭位置在中央附近時的電阻為300Ω。

C2對偏置電路進行旁路，是為了使由Tr3與Tr4的基極“見到”的阻抗相等。由于C2的插入，高頻失真率得到改善。

C2值越大，Tr3與Tr4的基極一基極間的阻抗越低，但是太大也無意義，這里取Cz=3.3μF。

6射極跟隨器的功率損耗

該電路將電源電壓沒定15V，Tr1的集電極電位設定在8.5V。因此，如忽略Tr2引起的偏置電壓，射極跟隨器也與共發(fā)射極電路部分相同，可輸出峰值電壓為6.5V的信號。

該輸出信號驅動8Ω的負載時，約800mA（一6.5V/8Ω）的峰值電流作為集電極電流在Tr3與Tr4上流動。

另一方面，輸出電壓到達正負峰值時，在Tr3與Tr4的集電極一發(fā)射極間就直接地加了電源電壓(15V)。

通常，在考慮輸出波形為正弦波時（如該電路所示），在進行B類工作的推挽射極跟隨器中，每一個晶體管的集電極損耗Pc的最大值為最大輸出功率的1/5(詳細情況見參考文獻[1])。

設輸出波形為正弦波，則該電路的最大輸出電壓為有效值4.6V。。（一6.5V／√2），所以最大輸出功率為2.65W(≈4.6V2/8Ω)，Tr3與Tr4的Pc最大值為其1/5，即0.53W。

因此，Tr3與Tr4選擇集電極電流在800mA以上，集電極一基極間電壓與集電極一發(fā)射極間電壓在15V以上，Pc在0.53W以上的晶體管。

在這里，Tr3與Tr4選用低頻功率放大用的互補對2SD1406與2SB1015。兩者的特性。

Tr3與Tr4的集電極損耗合計為1.06W，所以必須要熱沉，即散熱板。在該電路中，使用了能夠對1W熱量充分散熱的熱沉（MC24-L20，ryo-san，如果是同等程度的熱沉，任何一種均可）。

為了對Tr2、Tr3和Tr4進行熱耦合，將三個晶體管安裝在同一個熱沉上。

需要加以說明的是，產生1.06W的熱量，僅僅發(fā)生在輸出為最大輸出115的情況下。如果不經常發(fā)出太大的聲音，Tr3與Tr4的管殼也足夠大(T0220全塑模)的話，就不需要安裝熱沉。

此時的Tr2～Tr4的熱耦合，用Tr3與Tr4將Tr2夾起來，并用螺絲固定住。

輸出電路周邊的元件

Tr3與Tr4的發(fā)射極電阻R，和R8起著限制輸出電流，吸收Tr3與Tr4的VBE值隨溫度變化的作用。但是，如該電路那樣，發(fā)射極電阻值小時，不能對溫度變化的吸收有太高的期望。R7與R8的信取得討大，則因負載電流在R7和R8流動的緣故，在該電阻上會產生大的功率損耗。

例如，把功率供給8Ω負載時，假設R7=R7=16Ω，則能供給負載的功率為原來輸出功率的1／2（因為電路的輸出阻抗為R7∥R8=8Ω），因而電壓放大度估計也為1／2。

因此，要將該發(fā)射極電阻設定在比所接負載電阻更小的值，即1/10以下。在該電路中是8Ω的負載（揚聲器），所以取R7=R8=0.5Ω（功率及電壓放大度都有3%的損失）。

即使在R7和R8持續(xù)流過800mApek的最大負載電流，其消耗功率卻只有0.16W(≈(800mA／√2)x0.5Ω)。所以，R7與R8用額定功率為1／4W的電阻就足夠了。

但是，1／4W、0.5Ω的電阻是很難買到的。于是，在電路制作中，用兩個1/4W、1Ω的電阻并聯(lián)連接來代用（參見照片4.1）。

C4的作用是隔直電容。C。=lOOOμF，與揚聲器的阻抗8Ω形成的高通濾波器截止頻率為19.9Hz(滿足20Hz的設計規(guī)格)。

負載電阻8Ω是很低的。當想降低截止頻率時，無論如何要增大Ct的值。

在沒有接負載時，R9是使C4放電用的電阻（為在接通電源后，即使接上揚聲器，也不發(fā)出震動噪聲）。過大的值沒有意義，太小又發(fā)生功率損耗，這里取為R9=lkΩ。

C5是電源的去耦電容。在該電路那樣的單電源功率放大器中，由輸出端的GND(即OV)看到的Tr3與Tr4的集電極側（即電源）的阻抗在輸出信號的頻率下是非常低的。當輸出電流大量流動時，輸出波形就會發(fā)生失真。

Tr4的集電極接GND，對于GND的阻抗為O。但Tr3的集電極接電源，故具有一定值。因此，將C5的值取得十分大，以降低對GND的低頻阻抗。這里取C5=470μF。