論證功率開關(guān)對電源效率的關(guān)聯(lián)

電源效率是指UPS的整機(jī)電能利用率，也就是UPS從外部吸收功率與向負(fù)載輸出功率兩者之的比值。這個數(shù)值和UPS電源設(shè)計線路有密切的關(guān)系，高效率的電源可以提高電能的使用效率，在一定程度上可以降低電源的自身功耗和發(fā)熱量。通常在線式UPS的電源效率一般能夠達(dá)到90%以上。如果需要增配大中容量的交流不間斷供電設(shè)備，最好選用電源效率高的在線式UPS。而其他UPS的電源效率在80%左右。EP諧波吸收裝置可有效保護(hù)UPS對電網(wǎng)絡(luò)的不良影響。

轉(zhuǎn)換效率就是電源的輸入功率與輸出功率的比值：即電源轉(zhuǎn)換效率=電源為主機(jī)提供的即時輸出功率/輸入電源的即時功率×100%。一般來說，PC電源規(guī)范對轉(zhuǎn)換效率有著一定的要求。最初電源轉(zhuǎn)換效率僅有60%左右，在Intel的ATX12V 1.3電源規(guī)范中，規(guī)定電源的轉(zhuǎn)換效率滿載時不得小于68%，而在ATX 12V 2.01中，對電源的轉(zhuǎn)換效率提出了更高的要求──不得小于80%。

開關(guān)頻率的變化,如脈沖頻率調(diào)制(烤瓷)含電子濾波設(shè)計帶來了諸多困難輸入。因為沒有用于濾波電感,輸出電壓在攻防兩端都含有設(shè)計師選用低整流二極管可以適用于額定電壓二極管。功率開關(guān)管是指能承受較大電流，漏電流較小，在一定條件下有較好飽和導(dǎo)通及截止特性的三極管，可不太考慮其放大性能，其控制與基極電流大小或方向有關(guān)電流經(jīng)集電極和發(fā)射極，方向具體要看是NPN還是PNP管。場效應(yīng)管一般做電子開關(guān)用，控制與極性有關(guān)。因此在購買電源時，從它遵循的電源規(guī)范上大家就能大致了解其電源轉(zhuǎn)換效率的高低。然而,當(dāng)負(fù)載電流增加,缺乏電感電容的損失帶來的負(fù)擔(dān),負(fù)載諧振技術(shù)并不適用于高輸出電流和低電壓。另一方面,電壓轉(zhuǎn)換技術(shù)使用一種寄生作文只有在開啟和關(guān)閉電路交換轉(zhuǎn)換的天線的諧振特性僅一步之遙。

瘋狂是因為PWM半橋逆變對稱與簡單的配置和零電壓開關(guān)(零電壓)的特點(diǎn),運(yùn)用的是零電壓轉(zhuǎn)換技術(shù)是一種最常見的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。由于分析和設(shè)計,并輸出功率電感,所以不對稱半橋逆變通常用于PWM高輸出電流和低電壓的應(yīng)用,如電腦和服務(wù)器供電。這個瘋狂的電流放大器和同步整流器非對稱型半橋逆變和共同的特征的實(shí)例,一些實(shí)驗結(jié)果,樣品用于非對稱拓?fù)潆娫撮_關(guān)控制。圖1顯示的是一個電流在次級乘數(shù)對稱半橋逆變PWM二次線圈是單一的結(jié)構(gòu)和輸出電感器可分為兩個較小的電感。為了提高整體的效率很低,使用關(guān)系型數(shù)據(jù)庫(在)器件構(gòu)成同步整流器、同步整流器(SR)。與傳統(tǒng)的中心分流式(中心),相比有許多優(yōu)點(diǎn),配置竊聽當(dāng)前乘數(shù):首先,直流勵磁電流部件小于或等于中心分流式直流分量,并配置,可使用小磁芯變壓器。每個輸出的電感電流加載時,承擔(dān)一半的中心挖掘型勵磁電流形態(tài)是相似的。

如果輸出數(shù)據(jù)的電感電流加載熊失衡,勵磁電流也將減少。其次,線圈電流的平方根次級(根-花不到,均方根)-為這種類型的配置,中心幾乎一半的負(fù)載電流流過每輸出電感。鑒于此,本文對二次線圈電流密度低,你都可以用同一磁場和相同的電線的規(guī)格說明細(xì)看一遍。能承受較大電流，漏電流較小，在一定條件下有較好飽和導(dǎo)通及截止特性的三極管。鑒于上述幾個優(yōu)勢,當(dāng)前的乘數(shù)高輸出電流是其中最常用的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。

圖1 使用電流倍增器的非對稱PWM半橋轉(zhuǎn)換器

建議的轉(zhuǎn)換器運(yùn)作原理

如圖 2 所示，從供電模式 2 開始，由于 S1 開啟，Vin-VCb 施加到變壓器的初級端，勵磁電流 im 以斜率 (Vin-VCb)/Lm.增加，由于 SR2 關(guān)斷，LO1 的電流斜率就由 (Vin-VCb)/n 減去輸出電壓決定。另一方面，LO2 的電流以斜率 –VO/LO2減小，這是流經(jīng) SR1 的續(xù)流 (free-wheeling)。當(dāng)兩個輸出電感分享負(fù)載電流時，SR1 承擔(dān)全部負(fù)載電流。變壓器的次級繞組僅處理 iLO1 ，所以 vT2 較圖 2 所示的數(shù)值稍低，但我們在這一章段中將忽略這一情況，從而簡化分析。

圖2 建議轉(zhuǎn)換器的運(yùn)作分析

當(dāng)S1 關(guān)斷，則開始模式 3，由于S2 的輸出電容被放電，故 vT1 也減小，最終，當(dāng) S2 輸出電容電壓等于 VCb. 時，它變?yōu)榱恪Ｍ瑫r，由于 SR2 的反向偏置電壓消除，因此它的體二極管開啟導(dǎo)通。然后，兩個 SR 在這個模式中一起導(dǎo)通。在 S2 的體二極管導(dǎo)通后 S2 開啟， 從而實(shí)現(xiàn) S2 的 ZVS 運(yùn)作，這個模式的持續(xù)時間為

(1)

模式 4 是另一個充電模式，在各個 SR 之間的換向結(jié)束時開始，在變壓器初級端施加的電壓為–VCb ，因而勵磁電流以斜率 –VCb/Lm 減少，iLO2 的斜率為 (VCb/n-VO)/LO2。其它的電感電流是通過 SR2 的續(xù)流?？蓮膱D2看出，由于異相 (out-of-phase) 作用，每個輸出電感的大紋波電流得以消除。因而，相比中心抽頭式或橋式整流配置，它可以在電流倍增器配置中使用兩個較小的電感。

當(dāng) S2 關(guān)斷，模式 1 作為另一個重建模式而開始，模式 1 的運(yùn)作原理幾乎與模式 3 相同，只有 ZVS 狀況例外。在模式 1 中，當(dāng) S1 的輸出電容電壓等于 Vin-VCb 的瞬間，vT1 成為零。在這個瞬間之前，輸出電感 LO2 上的負(fù)載電流反射到變壓器的初級端，有助于實(shí)現(xiàn)開關(guān)的 ZVS 運(yùn)作。與此相反，存儲在漏電感中的能量僅在這個瞬間之后對輸出電容進(jìn)行放電和充電。因而，S1的 ZVS 運(yùn)作較 S2 更為穩(wěn)固，因為通常 Vin-VCb 高于 VCb ，除此之外，可以與模式 3 相同的方式進(jìn)行分析，模式 1 的延續(xù)時間為

(2)

使用公式 (1) 和 (2) 詳細(xì)計算輸出電壓

(3)

VSR 是 SR 處于充電模式時 MOSFET 兩端的電壓。

im 的 DC 和紋波成分可從下式獲得：

(4)

(5)

這里，ILO1　和 ILO2 是輸出電感電流的 DC 成分。