DSP 在電源設計中的應用

0 引言

電源的信號測控部分由DDS信號發(fā)生和信號測量組成。DDS 在電源設計中的應用早已存在。在早期的DDS 設計中，硬件組成由計數(shù)器、觸發(fā)器等多種多個分立邏輯元件組成; 而在出現(xiàn)可編程邏輯器件CPLD、FPGA 后，DDS 的硬件構成簡化了許多。電源的信號測量，分為頻率、幅值及相位的測量。頻率的測量采用脈沖填充法; 幅值測量則隨著A/D 轉換器的采樣速度及處理器速度的提高，由原來的有較大延遲的真有效值轉換發(fā)展為周期實時采樣計算;相位測量則在幅值測量的基礎上，由原來的間相脈沖填充法發(fā)展為乘法器矢量測量。

DSP 的高速處理能力，使其可以實現(xiàn)DDS 中的CPLD 或FPGA 及測量電路中的模擬數(shù)字混合乘法器的功能，從而使電源的信號發(fā)生及測量的硬件設計更簡單。

1 設計方案

方案設計如圖1 所示。DSP 以等時間間隔快速、連續(xù)讀取擴展程序存儲器中的波形數(shù)據(jù)，送入并行高速D/A,并行高速D/A 即可輸出預設信號波形。

輸出信號幅值的調整不如波形數(shù)據(jù)讀取操作那么頻繁，且對操作完成時間的長短、精度要求也不如波形數(shù)據(jù)讀取高，所以選擇串行多通道D/A.這樣既可以降低成本，又可以簡化部分硬件設計。以N 個波形讀取時間間隔為計時基礎，DSP 通過并行高速A/D 對經(jīng)信號處理后的被測信號進行連續(xù)采樣，通過計算，可得出被測信號有效值及相位。

2 DDS 的DSP 實現(xiàn)

2.1 DDS 原理

DDS 是利用相位累加原理直接合成所需波形的一種頻率合成技術，典型的DDS 模型由W 位相位累加器、移相加法器、波形存儲器ROM 查找表( LUT) 、D/A 轉換器( DAC) 以及低通濾波器( LPF) 構成。其中相位累加器由W 位加法器與W 位累加寄存器級聯(lián)構成。

DDS 工作時，每來一個時鐘脈沖p,加法器將相位步進值Δθ 與累加寄存器輸出的累加相位數(shù)據(jù)相加，把相加后的結果送至累加寄存器的數(shù)據(jù)輸入端。

累加寄存器將加法器在上一個時鐘脈沖作用后所產(chǎn)生的新相位數(shù)據(jù)反饋到加法器的輸入端，以使加法器在下一個時鐘脈沖的作用下繼續(xù)與頻率控制字相加。相位累加器輸出的數(shù)據(jù)作為查表地址，從波形存儲器( ROM) 中提取對應的波形抽樣值( 二進制編碼) ,送入D/A 轉換器C 中。在相位累加器的數(shù)據(jù)輸出范圍0 ~ 2W – 1,與波形存儲器中一個完整周期波形的地址，按照特定的函數(shù)關系對應起來的前提下，相位累加器的每次溢出，DDS 就相應的輸出了一個周期的波形。因此，相位累加器的溢出頻率就是DDS 輸出的信號頻率。由此可推導出DDS 輸出的信號頻率公式：fout = fclk × Δθ /2W

式中fout為DDS 輸出頻率; fclk為標準時鐘脈沖，固定值; Δθ 為相位步進值，無符號整數(shù)，無單位; W 為相位累加器寬度。

從公式( 1) 可以看出，在相位累加器寬度W 為定值、相位步進值Δθ 為1 時，可得出DDS 的最小輸出頻率，即DDS 的頻率分辨率fr.因此，只需要調整相位步進值Δθ，就可以使DDS 的頻率以fr的整數(shù)倍輸出。

2. 2 DDS 工作模式選擇

根據(jù)公式( 1) 可以看出，在相位累加器寬度W 為定值的前提下，DDS 的輸出頻率，取決于Δθ 和fclk.

Δθ 取值為DDS 的相位分辨率時，DDS 輸出信號的每個周期由固定點數(shù)組成，此時fout與fclk成比例關系，DDS 為調頻模式; fclk為定值時，DDS 輸出信號在單位時間內由固定點數(shù)組成，此時fout與Δθ 成比例關系，DDS 為調相模式。

調頻模式，其關鍵點為采用鎖相環(huán)技術對預置輸出頻率進行倍頻[3 - 4].與調相模式相比，調頻模式不僅要多出鎖相環(huán)及相應倍頻邏輯電路的設計，且在進行頻率調整時，信號會有短時間的失鎖，造成輸出信號的振蕩。因此，調相模式是本設計中DDS 的最佳選擇。

2. 3 DSP 實現(xiàn)DDS 的優(yōu)勢

無論是用分立邏輯器件還是CPLD 或FPGA 設計DDS,其目的都是為了將相位累加器的累加、輸出、波形數(shù)據(jù)查表等這些運算處理通過硬件電路高速實現(xiàn)。唯一的區(qū)別就是應用CPLD 或FPGA 設計DDS,可以將諸多分立器件實現(xiàn)的邏輯電路，通過VHDL 等編程語言編程固化在單一芯片上，從而達到簡化硬件電路設計目的。而采用DSP 設計DDS,則完全可以利用其高速運算能力，通過軟件編程來完成相位累加器的累加、輸出、波形數(shù)據(jù)查表等運算。因此，相比于采用CPLD 或FPGA,采用DSP設計DDS 更靈活高效。

2. 4 基于DSP 的DDS 的參數(shù)設計

2. 4. 1 標準時鐘脈沖fclk

的設計從公式( 1) 可以看出，在相位累加器寬度W 為定值、相位步進值Δθ 為1 時，可得出DDS 的最小輸出頻率，即DDS 的頻率分辨率fr.因此，只需要調整相位步進值Δθ，就可以使DDS 的頻率以fr的整數(shù)倍輸出。

P = 2W ÷ Δθ

式中P 為DDS 輸出信號的每個周期的組成點數(shù)。

將式( 2) 代入式( 1) ,可得：

fclk = fout × P

在P 足夠多且每點波形數(shù)據(jù)分辨率與P 匹配的前提下，即可忽略DDS 信號輸出的高頻諧波含量，從而省略硬件設計中的濾波器環(huán)節(jié)，避免了由濾波器產(chǎn)生的相位偏移。當P = 10000 時，完全可以滿足要求。如設計最大輸出頻率65Hz,可得fclk = 0. 65MHz.

fclk可利用DSP 計數(shù)器的中斷產(chǎn)生?？紤]到DSP 的工作頻率均為MHz 的整數(shù)倍，所以fclk取值1MHz,更加便于中斷的準確產(chǎn)生。

2. 4. 2 相位累加器寬度W 的選取

P = 10000 時，W 取值27 即可滿足設計頻率調節(jié)細度≤0. 01Hz 的要求。但相位累加值θ 在DSP 中定義為4 字節(jié)的操作數(shù)，W 取值27 時，DSP 需對相位累加值進行上限判斷處理后再提取波形數(shù)據(jù)，從而產(chǎn)生細小的波形畸變并增加一定的運算量?？紤]到可利用操作數(shù)的自然溢出來減少DSP 的判斷及運算操作，所以W 取值32.

2. 4. 3 周期波形點數(shù)P 的選取

在不考慮四舍五入取值的前提下，相位累加器的輸出值與波形數(shù)據(jù)表數(shù)組下標的函數(shù)關系如下：

A = P × θ ÷ 2W

式中A 為波形數(shù)據(jù)數(shù)組下標; P 為波形數(shù)據(jù)點數(shù); θ為相位累加器輸出值。

由于DSP 中沒有現(xiàn)成的除法指令，除法是靠被除數(shù)與除數(shù)之間的移位相減來實現(xiàn)的，采用該函數(shù)的算法將增加DSP 的運算量。因此，可以通過事先將P ÷ 2W 作為系數(shù)，減少求數(shù)組下標運算步驟。但P ÷ 2W 可能為小數(shù)，如果取整計算，將使下標出現(xiàn)跳躍性變化，導致輸出波形畸變增大。不取整計算時，如使用定點DSP,雖然價格便宜且運算速度較快，但會增加系統(tǒng)運算量。而使用浮點DSP,運算速度較慢且硬件費用會有相對提高。考慮到DSP 要進行多線程的任務工作，需要較快的運算速度，因此選用定點DSP,并對波形數(shù)據(jù)數(shù)組下標的算法進行進一步的改進。

將公式( 4) 中P 的點數(shù)由相位調節(jié)細度要求的最低點數(shù)Pmin調整至大于Pmin的最小的2 的X 次冪。

將P 代入公式( 4) ,簡化得：

A = θ /2W-X

在DSP 中，所有的值都用二進制來表示。所以，在公式( 5) 里所有變量的取值均為無符號整數(shù)的前提下，A 的獲得就簡化成了對θ 進行( W – X) 次的右移。